電力電子技術及其應用 課件全套 包爾恒 第0-8章 緒論、電力電子器件-電力電子磁性元件理論及設計

緒論

電力電子技術及其應用一、電力電子技術的定義

電力電子技術（PowerElectronics）是對電能進行變換和控制的科學，也稱功率電子技術。

電子技術的分類：

（1）信息電子技術：主要用于信息或信號處理；

（2）電力電子技術：主要用于電能或功率變換。

據估計，發達國家在用戶最終使用的電能中，有60%以上的電能至少經過一次以上電力電子變流裝置的處理。這充分體現了電力電子技術的學術地位。

輸入輸出交流直流直流整流（AC-DC）直流斬波（DC-DC）交流交流電力控制及交交變頻等（AC-AC）

逆變（DC-AC）

電子技術的分類

二、電力電子技術的發展史三、電力電子技術的應用1、一般工業電力傳動（交直流調速）；電化學工業大量使用直流電源，電解鋁、電解食鹽水等都需要大量的整流電源；電鍍裝置也需要整流電源；電力電子技術還大量用于冶金工業中的高頻或中頻感應加熱電源等場合。2、交通運輸在交通運輸領域，電力電子技術具有廣泛的應用。電力機車經過受電弓引入交流電，然后采用整流器、逆變器技術，轉換為變頻電源驅動交流電機。除了電氣化鐵路，電動汽車的核心也是由電力電子器件構成的電機驅動電源；電動汽車還存在蓄電池充電問題，需要直流變換器技術。電動汽車涉及了電力電子技術的直流-直流變換、直流-交流變換及交流-直流變換（充電）等電能變換技術。此外，電動汽車中開始配備無線充電技術，充電時汽車與充電樁之間無需物理的接觸，通過電磁耦合或者諧振便可以實現電能傳輸，這個過程的關鍵也是電力電子技術。3、電力系統

在電力系統通向現代化的進程中，電力電子技術是關鍵技術之一，可以毫不夸張地說，如果離開電力電子技術，電力系統的現代化和自動化是不可想象的。

高壓直流輸電在長距離、大容量輸電時具有明顯的優勢，其送電端的整流閥和受電端的逆變閥大多采用晶閘管變流裝置，而輕型直流輸電則主要采用全控型的IGBT器件，柔性交流輸電（FlexibleACTransmission，FACT）則是依靠電力電子裝置才得以實現。

無功補償和諧波抑制對電力系統意義重大。晶閘管控制電抗器、晶閘管投切電容器都是重要的無功補償裝置。采用全控型器件（如IGBT）的靜止無功補償器（StaticVarCompensator，SVC）、靜止無功發生器（StaticVarGenerator，SVG）、有源電力濾波器（ActivePowerFilter，APF）等具有更為優越的無功功率和諧波補償的性能。4.新能源發電

基于太陽能和風能等可再生能源的分布式發電系統，是緩解能源危機和環境污染的重要途徑。無論是太陽能光伏發電還是風力發電，它們都具有間歇性、隨機性和波動性的特點，為了保證饋入電網的電能平穩，避免對電網造成沖擊，需要引入蓄電池和超級電容等儲能單元。可再生能源發電和儲能單元在接入電網時，都需要電力電子變換器對電能進行變換，以光伏發電為例，電能變換過程主要涉及直流-直流變換和直流-交流變換技術。因此，電力電子技術是新能源發電的基礎，對于實現新能源發電系統的高效、高質量、高穩定性和更經濟的運行具有重要意義。5、電子裝置用電源6、家用電器

家用電器如電視機、電腦等的電源及手機充電器等，通過這些電源，將輸入交流電變換成電器內部芯片等器件工作需要的直流電壓；LED照明，其驅動電源屬于電力電子裝置；變頻空調等。各種電子裝置一般都需要不同電壓等級的直流電源供電。目前基本采用基于電力電子技術的高頻開關電源。

電力電子裝置提供給負載的是各種不同的直流電源、恒頻交流電源以及變頻交流電源，因此也可以說，電力電子技術研究的是電源技術。電力電子技術對節省電能有重要意義。特別在大型風機、水泵采用變頻調速方面，在使用量十分龐大的照明電源方面，電力電子技術的節能效果十分顯著，因此它也被成為節能技術。第1章

電力電子器件1.1電力電子器件概述及分類1、概述

電力電子器件則是電力電子電路的基礎，電力電子器件在實際應用中，一般是由控制電路、驅動電路和以電力電子器件為核心的主電路組成的一個系統。在電力電子裝置或設備中，直接承擔電能的變換或控制任務的電路稱為主電路，電力電子器件是指可直接用于處理電能的主電路中，實現電能的變換或控制的電子器件。2、特征同處理信息或信號的電子器件相比，一般具有如下特征：（1）能處理功率的大小承受高電壓和大電流，處理大的電功率。（2）一般工作在開關狀態。（3）需要驅動電路。（4）電力電子器件功率損耗大，需散熱設計。電力電子器件在導通時器件上有一定的通態壓降，形成通態損耗；器件開通或關斷的轉換過程中產生開通損耗和關斷損耗，總稱開關損耗；在器件開關頻率較高時（電力電子器件通常都工作在高頻開關狀態），開關損耗會隨之增大而可能成為器件功率損耗的主要因素。3、分類按照電力電子器件能夠被控制電路信號所控制的程度，可以將電力電子器件分為以下三類：不可控器件主要指功率二極管，功率二極管因無控制極，屬于不控型器件。半控型器件晶閘管是典型的半控型器件，因其只能控制其開通而不能控制其關斷，所以屬于半控型器件。

全控型器件通過控制信號既可以控制其導通，又可以控制其關斷的電力電子器件被稱為全控型器件。目前應用最為廣泛的全控型器件為功率MOSFET和IGBT。根據目前電力電子器件的發展及使用狀況，本章主要介紹功率二極管、晶閘管、功率MOSFET和IGBT四類電力電子器件。1.2不可控器件——功率二極管1.2.1功率二極管的基本特性1．靜態特性（伏安特性）功率二極管的靜態特性主要是指其伏安特性，如圖1-4所示。當功率二極管承受的正向電壓大到一定值（門檻電壓UTO），正向電流才開始明顯增加，處于穩定導通狀態。與正向電流IF對應的功率二極管兩端的電壓UF即為其正向電壓降。當功率二極管承受反向電壓時，只有微小而數值恒定的反向漏電流。2.動態特性因結電容的存在，功率二極管在零偏置（外加電壓為零）、正向偏置和反向偏置三種狀態之間的轉換必然有一個過渡過程，此過程中的電壓-電流特性是隨時間變化的，動態特性往往專指反映通態和斷態之間轉換過程的開關特性，實際使用中最為關注的是其反向恢復特性。功率二極管的動態過渡波形

trr=td＋tf

稱為功率二極管的反向恢復時間。trr將衡量器件反向恢復速度，而比值S

=tf/td稱為恢復系數，它衡量反向恢復特性的硬度。S值較小的器件其反向電流衰減較快，因而稱具有硬恢復特性。在相同的電路環境中，S越小則URP越大。高電壓變化率所引發的電磁干擾（EMI）強度也越高。為避免器件的關斷過電壓和降低EMI強度，在實用中應選擇具有軟恢復特性的二極管。由于反向恢復特性的存在，使得功率二極管產生一個關斷損耗，其關斷損耗工程上可近似表示為：

QrrUR是器件在一次反向恢復過程中所消耗的能量。減小PT最直接的方法是減小Qrr（也即減小反向恢復時間trr），可選擇trr值較小的快速二極管（后面將要介紹的快恢復二極管、肖特基二極管及碳化硅二極管）；采用電流斷續工作模式（DCM），可使器件具有零電流關斷的環境（二極管電流自然過零而關斷），但僅限于直流變換電路及其相關電路。1.2.2功率二極管的主要參數1電流/電壓波形有效值和平均值的計算工頻正弦半波電流波形

波形系數

Kf電流平均值

Id和電流有效值

I2．功率二極管的主要參數（1）正向平均電流IF（AV）

指功率二極管長期運行時，在指定的管殼溫度（簡稱殼溫，用TC表示）和散熱條件下，其允許流過的最大工頻正弦半波電流的平均值。在此電流下，因管子的正向壓降引起的損耗造成的結溫升高不會超過所允許的最高工作結溫。這也是標稱其額定電流的參數。可以看出，正向平均電流是按照電流的發熱效應在允許的范圍內這個原則來定義的，因此在使用時應按照工作中實際波形的電流與功率二極管所允許的最大正弦半波電流在流過功率二極管時所造成的發熱效應相等，即兩個波形電流的有效值相等的原則來選取功率二極管的電流定額，并應留有一定裕量。（2）正向壓降UF指功率二極管在指定溫度下，流過某一指定的穩態正向電流時對應的正向壓降。（3）反向重復峰值電壓URRM指對功率二極管所能重復施加的反向最高峰值電壓。使用時，往往按照電路中功率二極管可能承受的反向最高峰值電壓來選擇此項參數并留有一定裕量。（4）最高工作結溫結溫是指管芯PN結的平均溫度，用TJ表示。最高工作結溫是指在PN結不致損壞的前提下所能承受的最高平均溫度，用TJM表示。TJM通常在125～175℃之間。（5）反向恢復時間trr見1.2.1節（6）浪涌電流IFSM指功率二極管所能承受的最大的連續一個或幾個工頻周期的過電流。1.2.3功率二極管的主要類型按照正向壓降、反向耐壓、反向漏電流等性能，特別是反向恢復特性的不同，將功率二極管分為以下幾類：1.普通二極管普通二極管又稱整流二極管，多用于開關頻率不高（1kHz以下）的整流電路中。反向恢復時間長，一般在5μs以上。正向電流定額和反向電壓定額可以達到很高。2.快恢復二極管反向恢復過程很短（一般在5μs以下）的二極管被稱為快恢復二極管（FastRecoveryDiode）。快恢復二極管從性能上可分為快恢復和超快恢復兩個等級。前者反向恢復時間為數百納秒或更長，后者則在100ns以下，甚至達到20～30ns。3.肖特基二極管肖特基勢壘二極管（SchottkyBarrierDiode，SBD），簡稱肖特基二極管。肖特基二極管的優點在于：反向恢復時間很短（10～40ns）；在反向耐壓較低的情況下其正向壓降也很小，明顯低于快恢復二極管。因此，其開關損耗和正向導通損耗都比快速二極管還要小，效率高。肖特基二極管的弱點在于：當所能承受的反向耐壓提高時其正向壓降也會高得不能滿足要求，因此多用于200V以下的低壓場合；反向漏電流較大且對溫度敏感（高溫下反向漏電流比較大），因此反向穩態損耗不能忽略，而且必須更嚴格地限制其工作溫度。4.寬禁帶半導體材料及碳化硅二極管（1）寬禁帶半導體材料

人們通常將Si和Ge稱為第一代半導體材料，而將Al、As及其他合金等稱為第二代半導體材料。當前，第一代、第二代功率器件的性能水平已經接近其材料的極限，近年來，以碳化硅（SiC）和氮化鎵（GaN）為典型代表的第三代半導體材料和器件因其優越的物理及電特性而備受業界的關注，由于其晶體結構中原子組分的鍵合能相對較大而被稱為寬禁帶半導體。

半導體的禁帶寬度與晶格原子之間的化學鍵強度有關，更強的化學鍵意味著電子更難從一個位置跳躍到下一個位置。所以，較大禁帶寬度的半導體具有較小的本征泄露電流和較高的工作溫度。第三代半導體的禁帶寬度是Si材料的3倍，大大降低了SiC和GaN器件的泄露電流，并使其具有具有較好的抗輻射特性和高溫特性，工作溫度的理論值為600℃。第三代半導體材料的擊穿電場強度10倍于Si材料的擊穿電場強度，大大提高了器件的耐壓及電流密度，降低了導通損耗，同時其2倍于Si材料的電子飽和漂移速度也提高了開關頻率，3倍于Si材料的熱導率具有良好的散熱性，有助于提高電力電子產品的功率密度和集成度。因此，第三代半導體功率器件更適合高溫、高壓、大功率和高頻等應用場合。目前，應用中的寬禁帶半導體器件有SiC二極管、碳化硅場效應晶體管（SiCMOSFET）和氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaNHEMT）。（2）碳化硅二極管

碳化硅肖特基二極管（SiCSBD）是最早進入應用的寬禁帶電力電子器件，其延續了傳統肖特基二極管的優勢，阻斷電壓大幅度提升，反向漏電流也很小，性能全面優于硅快恢復二極管，在高壓、高開關頻率等要求高性能的場合開始取代硅快恢復二極管。SiC二極管的主要優點是沒有反向恢復過程，因此在配合開關器件工作過程中，不僅自身不產生關斷損耗，而且可以大幅度降低開關器件的開通損耗，提高電路的整體效率，同時對電路的EMI也有較好的改善。目前，國外的科銳（CREE）、英飛凌（Infineon）以及國內一些企業已推出耐壓為600V、1200V、1700V及以上等級的碳化硅肖特基二極管商業化產品，實驗室產品的耐壓可達10kV以上。

圖示為CREE公司1700V/25A的SiC二極管與Si快恢復二極管的反向恢復特性對比。1.3半控型器件---晶閘管1.3.1晶閘管的結構與基本特性

陽極A、陰極K和門極（控制端）G三個連接端。陰極是晶閘管主電路與控制電路的公共端。晶閘管正常工作時的特性如下：（1）當晶閘管承受反向電壓時，不論門極是否有觸發電流（觸發脈沖），晶閘管都不會導通。（2）當晶閘管承受正向電壓時，僅在門極有觸發電流的情況下晶閘管才能導通。（3）晶閘管一旦導通，門極就失去控制作用，不論門極觸發電流是否還存在，晶閘管都保持導通。（4）若要使已導通的晶閘管關斷，必須去掉陽極所加的正向電壓或者給陽極施加反壓，或者利用外加電壓和外電路的作用使晶閘管的電流降到接近于零的某一數值以下。從上述特性可以看出：晶閘管只能通過門極控制其開通而不能控制其關斷，因此被稱作半控型器件。1.3.2晶閘管的主要參數1、電壓定額（1）斷態重復峰值電壓

UDRM（2）反向重復峰值電壓

URRM是在門極斷路而結溫為額定值時，允許重復加在器件上的正向峰值電壓。是在門極斷路而結溫為額定值時，允許重復加在器件上的反向峰值電壓。通常取晶閘管的UDRM和URRM中較小的標值作為該器件的額定電壓。選用時，額定電壓要留有一定裕量，一般取額定電壓為正常工作時晶閘管所承受峰值電壓的2~3倍。（3）通態（峰值）電壓

UTM

是指晶閘管通以某一規定倍數的額定通態平均電流時的瞬態峰值電壓。2、電流定額（1）通態平均電流IT(AV)也稱額定電流，是指晶閘管在環境溫度為40

C和規定的冷卻狀態下，穩定結溫不超過額定結溫時所允許流過的最大工頻正弦半波電流的平均值。晶閘管發熱和冷卻的條件不同，其允許通過的通態平均電流值也不一樣。從管芯發熱的角度看，表征熱效應的電流應以有效值表示，不論流經晶閘管的電流波形如何，只要電流的有效值相等，其發熱就是相同和等效的。

只要流過晶閘管的任意波形電流的有效值等于該元件通態平均電流（即額定電流）的有效值，則管芯的發熱一樣，其通過的電流就是允許的。在實際電路中，流過晶閘管的波形可能是任意的非正弦波形，應按實際電流與通態平均電流有效值相等的原則來選取晶閘管，并留一定的裕量，一般取1.5~2倍。當流過晶閘管的電流為任意的非正弦半波電流時，將非正弦半波電流的有效值IT’或平均值Id’折合成等效的正弦半波電流平均值去選擇晶閘管的額定值。設Kf’為非正弦半波的波形系數，則有實際選用時，一般取1.5~2倍的安全裕量。當給定晶閘管的額定電流IT

(AV)值后，流過該晶閘管任意波形允許的電流平均值為

（2）維持電流IH使晶閘管維持導通所必需的最小電流，一般為幾十到幾百毫安，與結溫有關，結溫越高，則IH越小。（3）擎住電流IL晶閘管剛從斷態轉入通態并移除觸發信號后，能維持導通所需的最小電流，對同一晶閘管來說，通常IL約為IH的2~4倍。（4）浪涌電流ITSM指由于電路異常情況引起的并使結溫超過額定結溫的不重復性最大正向過載電流。3、動態參數

（1）斷態電壓臨界上升率du/dt

指在額定結溫和門極開路的情況下，不導致晶閘管從斷態到通態轉換的外加電壓最大上升率，如果電壓上升率過大，使充電電流足夠大，就會使晶閘管誤導通。（2）通態電流臨界上升率di/dt指在規定條件下，晶閘管能承受而無有害影響的最大通態電流上升率，如果電流上升太快，則晶閘管剛一開通，便會有很大的電流集中在門極附近的小區域內，從而造成局部過熱而使晶閘管損壞。4典型的全控型器件1.4.1功率MOSFET的結構和類型功率MOSFET按導電溝道可分為P溝道和N溝道。當柵極電壓為零時漏源極之間就存在導電溝道的稱為耗盡型；對于N（P）溝道器件，柵極電壓大于（小于）零時才存在導電溝道的稱為增強型。在功率MOSFET應用中以N溝道增強型為主，本節主要介紹N溝道增強型功率MOSFET。功率場效應晶體管簡稱功率MOSFET或更精練地簡稱MOS管。功率MOSFET是用柵極電壓來控制漏極電流，其顯著特點是驅動電路簡單，需要的驅動功率小；第二個顯著特點是開關速度快，工作頻率高；但功率MOSFET電流容量相對較小，耐壓較低，多用于功率不超過10kW的電力電子裝置。增強型功率MOSFET有三個極：G（柵極）、D（漏極）和S（源極），對于N溝道MOSFET，如果在柵極與源極之間加一正電壓UGS，當UGS電壓大于MOS的開啟電壓（也稱為閥值電壓或門檻電壓）UT（或UTH）時，漏極和源極開始導電，UGS超過UT越多，導電能力越強，漏極電流ID越大，業界通常UGS電壓幅值選取在10～15V之間。2.功率MOSFET的基本特性（1）靜態特性

這里飽和及非飽和的概念與GTR不同，飽和是指漏源電壓增加時漏極電流不再增加，非飽和是指漏源電壓增加時漏極電流相應增加。功率MOSFET工作在開關狀態，即在截止區和非飽和區之間來回轉換。（2）功率MOSFET的等效電路模型及動態特性功率MOSFET的等效電路模型從功率MOSFET的等效電路模型可以看出，每兩個極之間存在著結電容，而且DS間有個反并的寄生二極管，稱為體二極管，由于體二極管的存在，使得在漏、源之間加反向電壓時器件導通，使用時應注意這個寄生二極管的影響。這里以感性開關模型Boost電路來分析MOSFET的開通和關斷過程，電感用直流電流源表示，在較短的開關周期內電感電流可以認為保持恒定，二極管在MOS管關斷期間為電流提供通路并將MOS管的漏極電壓箝位到輸出電壓。Boost電路模型電路狀態MOSFET開通過程MOSFET關斷過程這里以Infineon公司CoolMOS系列IPP60R099P6為例介紹MOSFET在實際使用中需要關注的主要參數。3.功率MOSFET的主要參數

IPP60R099P6的關鍵性能參數IPP60R099P6的極限工作參數IPP60R099P6的靜態特性IPP60R099P6的動態特性IPP60R099P6的柵極電荷特性IPP60R099P6體二極管特性結溫和導通電阻的關系曲線1.4.2絕緣柵雙極晶體管（IGBT）GTR和GTO是雙極型電流型驅動器件，通流能力很強，開關速度較低，所需驅動功率大，驅動電路復雜；而MOSFET是單極型電壓驅動器件，開關速度快，輸入阻抗高，熱穩定性好，所需驅動功率小而且驅動電路簡單。將這兩類器件取長補短結合而成的復合器件通常稱為Bi-MOS器件。絕緣柵雙極晶體管（Insulated-gateBipolarTransistor，IGBT）綜合了GTR和MOSFET二者的優點，具有良好的特性；自1986年投入市場后，取代了GTR和GTO的市場，成為中、大功率電力電子設備的主導器件，并在繼續提高電壓和電流容量。1、IGBT的結構和工作原理IGBT也是三端器件：柵極G、集電極C和發射極E。IGBT的驅動原理與MOSFET基本相同，是一種場控器件，兩者的驅動電路基本可以互相替代使用。當uGE為正且大于開啟電壓UGE（th）時，IGBT導通。當柵極與發射極間施加反向電壓或不加信號時，IGBT關斷.2、IGBT的基本特性（1）靜態特性（2）IGBT的動態特性tfi1對應IGBT內部的MOSFET的關斷過程，iC下降較快；tfi2對應IGBT內部的PNP晶體管的關斷過程，iC下降較慢。

tfi2對應的集電極電流被形象地稱為拖尾電流（TailingCurrent）。電流拖尾現象，增大了關斷損耗并延長了其關斷速度，從而限制了其開關頻率，實際應用中IGBT的開關頻率通常取100kHz以下（幾十kHz）。3、IGBT的主要參數除了前面提到的各參數外，IGBT的主要參數還包括：（1）最大集射極間電壓UCES：這是由內部PNP晶體管所能承受的擊穿電壓確定的。（2）最大集電極電流：包括額定直流電流IC和1ms脈寬最大電流ICP。（3）最大集電極功耗PCM

：正常工作溫度下允許的最大功耗。IGBT的特性和參數特點可以總結如下：（1）開關速度高，開關損耗小。在電壓1000V以上時，開關損耗只有GTR的1/10，與功率MOSFET相當。（2）相同電壓和電流定額時，安全工作區比GTR大，且具有耐脈沖電流沖擊能力。（3）高壓時通態壓降比VDMOSFET低，特別是在電流較大的區域。（4）

輸入阻抗高，輸入特性與MOSFET類似。（5）與MOSFET和GTR相比，耐壓和通流能力還可以進一步提高，同時可保持開關頻率較高的特點。4.IGBT的擎住效應和安全工作區

從IGBT結構可以看出，在IGBT內部寄生著一個N-PN+晶體管和作為主開關器件的P+N-P晶體管組成的寄生晶閘管。其中NPN晶體管的基極與發射極之間存在體區短路電阻，P形體區的橫向空穴電流會在該電阻上產生壓降，相當于對J3結施加一個正偏壓，一旦J3開通，柵極就會失去對集電極電流的控制作用，導致集電極電流增大，造成器件功耗過高而損壞。這種電流失控的現象，就像普通晶閘管被觸發以后，即使撤銷觸發信號晶閘管仍然維持導通的機理一樣，因此被稱為擎住效應或自鎖效應。集電極電流過大、duCE/dt過大、溫度升高都會引發擎住效應。

此外，為滿足實際電路的要求，IGBT往往與反并聯的快速二極管封裝在一起，制成模塊，成為逆導器件，選用時應加以注意。

根據最大集電極電流、最大集射極間電壓和最大集電極功耗可以確定IGBT在導通工作狀態的參數極限范圍，即正向偏置安全工作區；根據最大集電極電流、最大集射極間電壓和最大允許電壓上升率duCE/dt，可以確定IGBT在阻斷工作狀態下的參數極限范圍，即反向偏置安全工作區。1.5寬禁帶半導體場效應晶體管1.5.1碳化硅場效應晶體管（SiCMOSFET）

近年來，以碳化硅（SiC）和氮化鎵（GaN）為代表的寬禁帶半導體材料發展迅速。現階段，以SiC和GaN為半導體材料的晶體管主要有兩種：SiCMOSFET和GaN高電子遷移率晶體管（HighElectronMobilityTransistor，HEMT）SiCMOSFET和SiMOSFET的主要差異在于SiCMOSFET的N-漂移區和襯底均采用碳化硅材料，而不是采用硅材料，材料的差異導致二者性能的不同（電氣圖形符號及各極的名稱相同）。1、SiCMOSFET的參數及特性

這里以ST（意法半導體）公司的SCTWA60N120G2-4型號為例，說明SiCMOSFET的參數及特性。2、SiCMOSFET相對于SiMOSFET和IGBT的優點（1）耐壓等級高：SiCMOSFET分立器件產品的耐壓等級涵蓋650V、700V、900V、1000V、1200V、1700V等。（2）低導通電阻：在相同的電壓/電流等級和封裝下，SiCMOSFET的導通電阻顯著小于SiMOSFET，而且在高溫下依然保持較低的RDS(on)。（3）開關速度更快：在相同的RDS(on)下，SiCMOSFET的芯片面積更小，片面積越小，其結電容也越小，故SiCMOSFET的開關速度更快，能夠工作在更高的開關頻率下。（4）耐高溫：SiC器件可以工作在更高的溫度下，Si器件的最高工作溫度不超過175℃，而SiC器件在300℃下也可以正常工作，可靠性，穩定性大大高于SiMOSFET。（5）碳化硅MOSFET的體二極管反向恢復特性接近于SiC二極管，基本可以忽略體二極管的反向回復特性。圖示為各類二極管的反向恢復特性。1.5.2GaN高電子遷移率晶體管（GaNHEMT）

氮化鎵（GaN）具有禁帶寬度寬、擊穿場強大以及電子飽和速度高等特點，這使得GaN晶體管具有極小的極間電容和零恢復特性等優勢，可以工作在很高的開關頻率。1、GaN晶體管的結構GaN晶體管是一種場效應晶體管，根據導電溝道形成機理分為耗盡型和增強型。常見結構有常通型D-mode、Cascode和常斷型E-mode。常通型D-mode隸屬于耗盡型，是一個常通器件，實際中，從安全和節能角度都要求功率器件為常斷狀態。Cascode和E-mode隸屬于增強型，這里只介紹E-mode。

常斷型E-mode也稱為GaN增強模式高電子遷移率晶體管（enhancement-modehighelectronmobilitytransistors，E-HEMT），電氣圖形符號如圖所示。具有正電壓驅動、可靠性高、阻斷電壓高（目前商品化的產品電壓等級從30V～650V）、零反向恢復（內部無體二極管）、開關速度快、開關損耗小和導通電阻小等優點，但存在開啟電壓低，驅動電壓的噪聲容限小和易于自激振蕩等缺點。GaNE-HEMT開關速度非常快，可以在幾個納秒時間內完成開關過程，所以其開關損耗也非常小。工作頻率可以達到兆赫茲級別，能夠大幅提高電路的功率密度、顯著提高效率，特別適合高頻、超高頻中小功率應用場合。2、GaNE-HEMT的參數及特性這里以GaNSystems公司的GS66516T型號為例，說明GaNE-HEMT的參數及特性。（1）輸出特性GaNE-HEMT沒有體二極管，但具有雙向導電能力，輸出特性曲線如圖。當VGS=6V>VGS(th)時，電流從D極流向S極，定義為正向導通，由圖可知，GaNE-HEMT正向導通壓降很低。器件反向導通電流由S流向D極，VGS=6V時，反向導通的壓降也很小，正反向的RDS(on)大致相等。在VGS≤0時，反向導通呈現二極管特性，二極管的開啟電壓隨著VGS的絕對值增加而變大，導致了損耗增加，VGS≤0的模型等效為二極管串聯一個電阻，應盡量避免在VGS≤0的條件下使得器件反向導通。（2）導通電阻RDS(on)

如圖所示，RDS(on)與驅動電壓VGS、漏極電流ID和結溫TJ三個參數有關。RDS(on)

隨VGS增加而減小，當VGS等于正向驅動的額定電壓6V時，RDS(on)最小。RDS(on)隨著ID的增大而增大，RDS(on)具有明顯的正溫度系數，有利于并聯使用。（3）正向轉移特性

圖示為正向轉移特性曲線，由圖可知，與Si-MOSFET和SiC-MOSFET不同，GaNE-HEMT正向轉移特性具有很好的正溫度系數，十分有利于器件的并聯使用。其開啟電壓小于2V，幾乎不受結溫的影響。過低的開啟電壓使得驅動電路的噪聲容限很低，為驅動電路的設計帶來困難。1.5.3Si-MOSFET、Si-IGBT、SiC-MOSFET、GaNE-HEMT的選用5電力電子器件的驅動

電力電子器件的驅動電路則是主電路與控制電路之間的接口。驅動電路的基本任務及要求如下：（1）使電力電子器件工作在較理想的開關狀態，縮短開關時間，減小開關損耗，對裝置的運行效率、可靠性和安全性都有重要的意義；（2）對器件或整個裝置的一些保護措施也往往設在驅動電路中，或通過驅動電路實現。（3）將信息電子電路（控制芯片等）傳來的信號按控制目標的要求，轉換為加在電力電子器件控制端和公共端之間使其開通或關斷的信號；（4）對半控型器件只需提供開通控制信號；（5）對全控型器件則既要提供開通控制信號，又要提供關斷控制信號；（6）驅動電路還要提供控制電路與主電路之間的電氣隔離環節，通常采用光隔離（光耦）或磁隔離（驅動變壓器）。1.5.1晶閘管驅動基于脈沖變壓器和晶體管放大器的驅動電路如圖所示，當控制系統發出的高電平驅動信號加至晶體管放大器后，變壓器Tr輸出電壓經D2輸出脈沖電流Ig觸發SCR導通。當控制系統發出的驅動信號為零后，D1、DZ續流，變壓器勵磁電感復位防止變壓器飽和。1.5.2MOSFET和IGBT的驅動對驅動電路的要求如下：（1）為快速建立驅動電壓，要求驅動電路具有較小的輸出電阻；（2）使功率MOSFET或IGBT開通的驅動電壓幅值一般取10～15V；（3）關斷時必要情況下可施加一定幅值的負驅動電壓（一般取－5～－15V）有利于減小關斷時間和關斷損耗；（4）在柵極串入一只低值電阻（數十歐左右）可以減小寄生振蕩。1、以地為參考電平的門極驅動電路（1）PWM控制器直接驅動（2）雙極性圖騰柱驅動器（3）加速（關斷）電路2.高壓側非隔離門級驅動自舉柵極驅動IC3.容性耦合門極驅動電路4.變壓器耦合驅動單端變壓器耦合驅動（1）單端變壓器驅動（2）雙端變壓器驅動a）半橋上下管變壓器驅動電路b）全橋上下管變壓器驅動電路5.碳化硅MOSFET的驅動（1）驅動電壓的選擇：通常，SiCMOSFET驅動電壓的絕對最大值為-5～-10V/+20～+25V（傳統SiMOSFET柵、源極電壓絕對最大值約為-30～+30V），SiCMOSFET的驅動電壓較SiMOSFET的要高，通常為18V～20V左右，使用中可參考各廠商柵極耐壓極限值及驅動電壓推薦值，通常驅動電壓推薦值較高而柵極耐壓最大值較低，驅動過程中需要關注并抑制柵極電壓的過沖；（2）SiCMOSFET開關速度快且VGS(th)較低，為防止實際使用中誤導通引起電路故障，可采用關斷驅動電壓為負壓，但SiCMOSFET的柵極負壓耐壓值遠不及Si器件的-30～-20V，故關斷驅動負壓取值又不可過低。（3）驅動電路的布線考慮：SiCMOSFET的結電容遠小于SiMOSFET，因此驅動回路的寄生電感對SiCMOSFET的影響更大，應盡量減小驅動器輸出端與柵極之間的距離，并盡量加寬PCB走線，以減小寄生電感。將功率地和信號地區分開來，在靠近源極采用開爾文接法，如圖所示。基于上述考慮，SiCMOSFET采用驅動源極和功率源極分開封裝形式極為常見，圖示為TO-247-4封裝的SiCMOSFET。開爾文接法TO-247-4封裝的碳化硅MOSFET1.6電力電力器件及裝置的保護1.6.1過電流/過電壓保護電力電子系統常用過電流/過電壓保護方案電流保護措施包括：（1）基于電子電路的第一保護措施：檢測開關管電流，當電流達到設定保護值時，封鎖開關管驅動脈沖達到保護開關管過流損壞的目的；對于輸出短路及過載，通過檢測輸出電流反饋至控制電路（芯片），當輸出過流或短路時，電源模塊輸出進入打嗝模式（或直接關閉輸出，可根據實際要求確定）；（2）快速熔斷器：作為電子電路保護的后備保護和電子電路無法保護的電路區段異常時出現的過流保護（如整流橋損壞導致的短路）；（3）斷路器作為系統級的過流保護措施。1.過電流保護電力電子裝置可能的過電壓有外因過電壓和內因過電壓兩種。外因過電壓主要來自雷擊和系統中的操作過程（由合閘或分閘操作過程引起）等外因。內因過電壓主要來自電力電子裝置內部器件的開關過程，其中包括：（1）換相過電壓：晶閘管或與全控型器件反向并聯的續流二極管在換相結束后不能立刻恢復阻斷，因而有較大的反向電流流過，當恢復了阻斷能力時，該反向電流急劇減小，會由線路電感在器件兩端感應出過電壓。（2）關斷過電壓：全控型器件關斷時，正向電流迅速降低而由線路電感在器件兩端感應出的過電壓。對于外因過電壓，電力電子系統通常在其系統配電柜進線處設置防雷器，同時在每個模塊內部設置有防雷電路，通過防雷電路的壓敏電阻將進入模塊后級的電壓等級限制在一定范圍（殘壓），同時通過放電管泄放雷電流。2.過電壓保護對于內因過電壓，通常采取RCD或RC吸收電路（緩沖電路），以限制電力電子器件在關斷過程中的du/dt，吸收電壓尖峰并減小器件的開關損耗。幾種常用的緩沖電路有/無緩沖電路的開關電壓波形對比6.2過熱保護電力電子器件由于在工作過程中存在開關損耗和導通損耗，所以會使其溫度上升，但是功率半導體器件均有其安全工作區所允許的工作溫度（結溫），在任何情況下都不允許超過其規定值。為此，必須要對電力電子半導體器件進行散熱。一般有三種散熱方式：（1）自然散熱，只適用于小功率應用場合；（2）風扇散熱，適用于中等功率應用場合；（3）水冷散熱，適用于大功率應用場合，例如大功率IGBT和晶閘管等應用電路。

通常電力電子器件需要加裝散熱器散熱降低其工作溫度，同時大功率電力電子裝置大多配置有風扇以輔助散熱，除此之外，可以在開關管表面或者散熱器上加裝溫度傳感器（如熱敏電阻）以檢測器件殼溫，當其達到設定的保護溫度時控制電路封鎖其驅動脈沖以保護開關管發生熱擊穿失效。1.7電力電子器件的串/并聯使用對大功率的電力電子裝置，當單個電力電子器件的電壓或電流定額不能滿足要求時，往往需要將電力電子器件串聯或并聯起來工作。

功率MOSFET的通態電阻Ron具有正溫度系數，并聯運行時具有電流自動均衡的能力，因而并聯使用比較容易，但通常只能是同一廠家同一型號的管子并聯使用同時要保證并聯使用的MOSFET及其驅動電路的走線和布局應盡量做到對稱，散熱條件也要盡量一致。IGBT的通態壓降一般在1/2～1/3額定電流以下的區段具有負的溫度系數，在以上的區段則具有正溫度系數，因而在并聯使用時也具有一定的電流自動均衡能力，易于并聯使用。當然，不同的IGBT產品其正、負溫度系數的具體分界點不一樣。實際并聯使用IGBT時，在器件參數（同一廠家同一型號）、電路布局和走線、散熱條件等方面也應盡量一致。第2章直流-直流變換電路

概述一、直流-直流變換的定義及分類

直流-直流變換電路（DC-DCConverter）的功能是將一組電參數的直流電能變換為另一組電參數直流電能的電路，包括直接直流變換電路和間接直流變換電路。

直接直流變換——斬波電路

帶隔離的直流-直流變換電路——直-交-直電路。

習慣上，DC-DC變換器包括以上兩種情況，且甚至更多地指后一種情況。二、常見的直流變換方法分析模擬電子學的方法也能進行直流電能的變換，但這些變換損耗很大。

現代的DC-DC變換電路普遍應用開關變換技術，大大提高了變換效率，這種變換器常常被稱為開關變換器或開關電源。電阻分壓和串聯線性直流變換改變電壓的方式及損耗分析三、電力電子變流電路幾個常用的基本概念周期：電力電子器件的開關周期，用Ts表示。頻率：電力電子器件的開關頻率，用f或

fs表示。占空比（DutyCycle，簡稱D）：電力電子開關的導通時間

ton與開關周期

Ts的比值：D=ton/Ts。脈沖寬度調制（PWM）：Ts不變，改變

ton的控制方式，脈沖頻率調制（PFM）：ton不變，調節

Ts（也就是改變頻率）的控制方式。2.1基本斬波電路2.1.1降壓斬波電路——BUCK電路

降壓斬波電路也稱Buck電路，是輸入輸出非隔離DC-DC變換電路中常用的一種功率變換電路，其功能是將某一電壓等級的直流輸入電壓變換為另一更低等級固定直流電壓或可調直流電壓的電力電子變換電路。一、電路結構及原理Uo=DUd開關開通時開關關斷時由于在一個周期中，電感電流凈增長為零，則得到：

上式表明：電力由于在一個周期中，電感電流凈增長為零，則得到：電子電路穩態工作時，一個開關周期內電感電壓的伏秒面積為零，亦即電感電壓平均值為零。這意味著，在一個開關周期內，電感電壓的正伏秒面積等于其負伏秒面積，這就是電感的伏秒面積平衡，如圖所示。化簡得：忽略損耗，輸入/輸出平均電流的關系為電感電流的脈動值為電感電流的脈動造成輸出電容的充放電，形成紋波電壓

電路穩態工作時，電容電流的安秒面積在一個開關周期內為零，亦即電容電流的平均值為零。這意味著，在一個開關周期內，電容電流的正安秒面積等于其負安秒面積，這就是電容的安秒面積平衡。電感電流臨界連續電感電流斷續前面分析了Buck電路電感電流連續模式時的工作狀態（簡稱CCM），這種狀態的特點是電感電流始終大于零。隨著電感電流的減小，出現一個周期內電感電流的起始點和終點可能正好處于零位，如圖所示，這種狀態稱為電感電流臨界連續。如果電感電流繼續減小，則會出現圖示的在一個周期結束之前電感電流已經下降為零，這種狀態稱為電感電流斷續模式（DCM）。由于脈動電感電流在一個周期內的平均值為輸出負載電流，所以隨著負載電流的減小，電感電流可能出現斷續。2.1.2升壓斬波電路（BoostConverter）在電感電流連續模式下，輸入輸出電壓滿足關系式：由于占空比0＜D＜1，所以輸出電壓高于輸入電壓，因此稱為升壓變換電路。當MOSFET開通時，電感充電儲能，其電流線性上升，在此期間，負載電流由電容C放電提供。開關導通期間：開關關斷期間：根據一個周期內電感滿足的伏秒積為零的結論，得到：忽略電路工作時的損耗，輸入功率等于輸出功率：Ui

Ii

=UoIo得到輸入電流和輸出電流的關系式為：電感電流脈動量峰-峰值為

考慮到輸出電壓脈動很小，一周期內電容充放電平衡，根據圖中的ic波形，開關導通期間，電容C提供負載電流，其端電壓由正峰值下降到負峰值，?Q對應的時間為ton，與Buck電路的分析類似，電容電壓紋波峰-峰值為：與Buck電路類似，電感電流也存在連續、臨界連續和斷續的模式。2.1.3電流可逆斬波電路

VT1和VD1構成降壓斬波電路，由電源向直流電動機供電，電動機為電動運行，工作于第1象限；VT2和VD2構成升壓斬波電路，把直流電動機的動能轉變為電能反饋到電源，使電動機作再生制動運行，工作于第2象限。電流可逆斬波電路為降壓斬波電路與升壓斬波電路組合，此電路電動機的電樞電流可正可負，但電壓只能是一種極性，故其可工作于第1象限和第2象限。當電路只做降壓斬波器運行時，VT2和VD2總處于斷態；只做升壓斬波器運行時，則VT1和VD1總處于斷態。注意：若VT1和VT2同時導通，將導致電源短路，進而會損壞電路中的開關器件或電源，因此必須防止出現這種情況。

第三種工作方式，即在一個周期內交替地作為降壓斬波電路和升壓斬波電路工作。在這種工作方式下，當降壓斬波電路或升壓斬波電路的電流斷續而為零時，使另一個斬波電路工作，讓電流反方向流過，這樣，電動機電樞回路總有電流流過。

例如，當降壓斬波電路的VT1關斷后，由于積蓄的能量少，經一短時間電抗器L的儲能即釋放完畢，電樞電流為零。這時使VT2導通，由于電動機反電動勢Em的作用使電樞電流反向流過，電抗器L積蓄能量。待VT2關斷后，由于L積蓄的能量和Em共同作用使VD2導通，向電源反送能量。當反向電流變為零，即L積蓄的能量釋放完畢時，再次使VT1導通，又有正向電流流通。如此循環，兩個斬波電路交替工作。圖b是這種工作方式下的輸出電壓、電流波形，圖中在負載電流io的波形上還標出了流過各器件的電流。2.1.4橋式可逆斬波電路要使電動機進行正、反轉以及可電動又可制動的場合時，就必須將兩個電流可逆斬波電路組合起來，分別向電動機提供正向和反向電壓，即成為橋式可逆斬波電路。當使VT4保持通態時，該斬波電路就等效為電流可逆斬波電路，向電動機提供正電壓，可使電動機工作于1、2象限，即正轉電動和正轉再生制動狀態。此時，需防止VT3導通造成電源短路。當使VT2保持為通態時，VT3、VD3和VT4、VD4等效為又一組電流可逆斬波電路，向電動機提供負電壓，可使電動機工作于第3、4象限。其中VT3和VD3構成降壓斬波電路，向電動機供電使其工作于第3象限即反轉電動狀態，而VT4和VD4構成升壓斬波電路，可使電動機工作于第4象限即反轉再生制動狀態。采用這種結構較為復雜的電路來完成直流-直流的變換有以下原因：1）輸出端與輸入端需要隔離。2）某些應用中需要相互隔離的多路輸出。3）輸出電壓與輸入電壓的比例遠小于1或遠大于1。4）交流環節采用較高的工作頻率，可以減小變壓器和濾波電感、濾波電容的體積和重量。2.2輸入-輸出隔離型直流-直流變換電路

同基本直流斬波電路相比，直流變流電路中增加了交流環節，因此也稱為直-交-直變換電路2.2.1反激電路（FlybackConverter）

反激變換電路的電路結構如圖所示，變壓器一次和二次繞組的極性相反。在反激電路中，變壓器除了實現電隔離和電壓匹配之外，還有儲存能量的作用，前者是變壓器的屬性，后者則是電感的屬性，因此有的文獻稱之為電感變壓器（可看作是一對相互耦合的電感）。反激變換電路

VF導通時，輸入電壓加于變壓器原邊（上正下負），變壓器一次繞組電流i1線性上升，二次繞組電壓：u2=n21Ui（n21=N2/N1）

根據同名端的關系，副邊電壓下正上負，它使二極管VD反偏截止，i2=0，負載電流由電容C放電維持。在該階段中，變壓器作為電感從電源吸收能量，一次繞組電感L1電流線性上升，滿足關系

當VF關斷后，原先存儲在L1中的能量不能突變，為維持磁通連續，變壓器一次和二次繞組電壓極性改變，u2為上正下負，迫使副邊二極管VD正偏導通，電感儲能轉化為電能向負載供電和C充電。

由圖可見，一旦二極管VD導通，u2便被箝位在輸出電壓uo上，若C值很大，uo無紋波，則u2=－Uo，u2電壓在原邊N1繞組兩端的反射電壓為n12Uo，極性下正上負，在此電壓下，L1電流線性下降，滿足關系二極管導通后，變壓器原邊電壓被輸出反射電壓箝位為（N1/N2）Uo，根據電感L1伏秒積相等的原則，得到下式化簡得到MOSFET關斷期間其DS承受的電壓為

在輸入電壓較高時，需要控制占空比以抑制MOSFET的DS電壓，通常輸入電壓在300～400V時，應控制占空比小于50%，以免需要的MOSFET耐壓過高造成選擇開關管的困難。

在電感L1電流斷續模式下（DCM），當電感電流為零時，變壓器原邊電流為零，相應的輸出二極管D關斷，變壓器原邊不再有副邊反射電壓，則這時MOSFET的DS電壓會由斷續前的在電感電流斷續模式下，輸入輸出電壓關系為變為2.2.2雙管正激電路

兩管同時開通，變壓器原邊所加電壓為輸入電壓Ui，極性為上正下負，二極管VD3導通，直流電源經VT1、VT2和VD3向負載供電。當VT1和VT2同時關斷后，輸出濾波電感電流不能突變，VD4導通續流輸出濾波電感電流iL；為了維持變壓器磁化電流im連續，VD1和VD2正偏導通，變壓器原邊電壓u1=－Ui，u2=－Ui/n，VD3反偏截止，im由VT1、VT2轉移到VD1和VD2中。

由于原邊繞組N1電壓u1=－Ui，變壓器磁化電流im線性下降并沿VD1和VD2流向輸入電源，將原先存儲在磁場中的能量轉化為電場能量。

VD1和VD2起著磁芯復位電路的作用，只要占空比D≤0.5，磁芯便能實現磁復位；由于im升降的斜率相同，故在t=2ton之后，im=0，VD1和VD2關斷，原邊各器件處于斷態，變壓器原邊電壓u1=0，輸出濾波電感繼續沿D4續流。變壓器副邊電壓為幅值Ui/n（n為原副邊匝比）的脈沖電壓（圖2-21），經LC濾波后得到輸出電壓Uo為

在雙管正激電路中，由于VD1和VD2在VT1和VT2關斷之后導通，VT1和VT2的最高正向阻斷電壓被箝位在電源電壓上，即UDSm=Ui。變壓器鐵芯只工作于磁化曲線的第一象限，單向磁化，故鐵芯利用率不高。由于橋的上下臂VT和VD反串連接，無共態導通，其可靠性遠高于上下臂順串連接的橋式電路。雙管正激電路的弱點是：1）由于磁復位的需要，D＜0.5，電路直流電壓利用率不高、電壓調節范圍小。2）變壓器二次側電壓高，相應地D3和D4的電壓應力大，限制了雙管電路在高直流輸出電壓場合的應用。3）輸出電壓和電流的脈動較大。

變壓器磁芯復位原理：

開關開通后，變壓器的勵磁電流由零開始，隨著時間的增加而線性增長，直到開關關斷。關斷后到下一次開通的時段內，必須設法使勵磁電流降回到零，否則下一個開關周期中，勵磁電流將在本周期結束時的剩余值上繼續增加，并在以后的開關周期中依次累積起來，變得越來越大，從而導致變壓器的勵磁電感飽和。勵磁電感飽和后，勵磁電流會迅速地增長，最終損壞電路中的開關元件。在開關關斷后使勵磁電流降回零是非常重要的，這一過程稱為變壓器的磁芯復位。磁芯復位過程各物理量的變化如圖所示，在開關關斷后，變壓器勵磁電流通過VD1、VD2流回電源，并在反向電壓（－Ui）下線性地下降為零。從開關關斷到勵磁電流下降到零所需的時間為trst，開關處于斷態的時間必須大于trst，以保證開關下次開通前勵磁電流能夠降為零，使變壓器磁芯可靠復位。2.2.3半橋變換電路VF1與VF2交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓。改變開關的占空比，就可以改變二次側整流電壓uS的平均值，也就改變了輸出電壓Uo。VF1導通時，二極管VD1處于通態，VF2導通時，二極管VD2處于通態，當兩個開關都關斷時，變壓器繞組N1中的電流為零，VD1和VD2都處于通態，各分擔一半的電流。VF1或VF2導通時電感L的電流逐漸上升，兩個開關都關斷時，電感L的電流逐漸下降。VF1和VF2斷態時承受的峰值電壓均為Ui。2.2.3半橋變換電路2.2.3半橋變換電路

由于電容的隔直作用，半橋電路對由于兩個開關導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發生變壓器的偏磁和直流磁飽和。

輸出電壓：當濾波電感L的電流連續時：2.2.4推挽變換電路推挽電路中兩個開關VF1和VF2交替導通，在繞組N11和N12兩端分別形成相位相反的交流電壓，改變占空比就可以改變輸出電壓。VF1導通時，二極管VD1處于通態，電感L的電流逐漸上升。VF2導通時，二極管VD2處于通態，電感L的電流也逐漸上升。2.2.4推挽變換電路當兩個開關都關斷時，VD1和VD2都處于通態，各分擔一半的電流。VF1和VF2斷態時承受的峰值電壓均為2倍Ui。VF1和VF2同時導通，相當于變壓器一次側繞組短路，因此應避免兩個開關同時導通。當濾波電感L的電流連續時

推挽電路的特點：開關斷態時承受的峰值電壓均為兩倍Ui，所以推挽電路適合于輸入電壓比較低的應用場合；兩個MOSFET的S極直接相連到輸入電源負極，開關管驅動容易；變壓器初級回路中只有一個開關，通態損耗小；變壓器原邊電壓為輸入電壓，只用兩個開關管即可獲得較大的輸出功率，適合于幾百瓦～幾千瓦的開關電源；推挽電路沒有半橋式電路的電流自平衡作用，在兩個開關管占空比有誤差時，變壓器將出現直流偏磁現象。直流偏磁問題分析及防止

橋式電路和推挽電路變壓器原邊激磁電壓波形如圖，當正負半波完全對稱時，有U1t1=U2（t3－t2），平均電壓為零，無直流電流。當出現U1t1≠U2（t3－t2）時（波形不對稱），平均電壓不為零，出現一個直流電壓Udc施加于初級繞組，由于繞組直流電阻一般很小，就導致比較大的直流激磁電流產生磁通密度Bdc；由于通常磁性材料有飽和磁通密度Bs的限制，使得變壓器允許的磁通密度變化量△B＝Bs－Bdc變小，變壓器傳遞功率的能力下降，最惡劣的結果是直接導致變壓器磁路飽和，變壓器失效，因此必須加以防止。對于橋式電路，可以在變壓器初級繞組上串入一個電容，電容的隔直作用將消除直流電流，有效防止偏磁。對于推挽電路，無法加隔直電容，通常采用瞬時電流控制方式來避免磁路飽和。激磁電壓工作波形2.2.5全橋變換電路當VT1與VT4開通后，二極管VD5處于通態，電感L的電流逐漸上升；VT2與VT3開通后，二極管VD6處于通態，電感L的電流也上升。

當4個開關都關斷時，4個二極管都處于通態，各分擔一半的電感電流，電感L的電流逐漸下降.S1和S2斷態時承受的峰值電壓均為Ui。2.2.5全橋變換電路如果VT1、VT4與VT2、VT3的導通時間不對稱，則交流電壓uP中將含有直流分量，會在變壓器一次側產生很大的直流分量，造成磁路飽和，因此全橋電路應注意避免電壓直流分量的產生，也可以在一次側回路串聯一個電容（隔直電容），以阻斷直流電流。輸出電壓：濾波電感電流連續時：

電路優點缺點功率范圍應用領域反激電路非常簡單，成本很低，可靠性高，驅動電路簡單難以達到較大的功率，變壓器單向勵磁，利用率低幾瓦～幾百瓦小功率電子設備、消費電子設備電源、手機充電器及多路輸出輔助電源等雙管正激電路簡單，成本較低，可靠性高變壓器單向勵磁，利用率低，需要隔離驅動電路幾百瓦～幾千瓦可靠性要求較高的中、小功率電源半橋變壓器雙向勵磁，沒有變壓器磁偏問題，開關較少，成本低有直通問題，可靠性低，需要隔離驅動電路幾百瓦～幾千瓦各種工業電源、計算機電源等全橋變壓器雙向勵磁，容易達到大功率結構復雜，成本高，有直通問題，可靠性低，需要多組隔離驅動電路幾百瓦～幾百千瓦大功率開關電源推挽變壓器雙向勵磁，變壓器一次電流回路只有一個開關，通態損耗小，驅動簡單有偏磁問題幾百瓦～幾千瓦低輸入電壓開關電源隔離型直流-直流變換電路的比較2.2.6隔離型直流-直流變換電路的輸出整流雙端電路中常用的整流電路形式：1、全波整流電路；2、全橋整流電路；3、同步整流。全波整流電路的優點在于電感L的電流回路中只有一個二極管壓降，損耗小，而且整流電路中只需要2個二極管，元件數較少；缺點是二極管斷態時承受的反壓較高，為兩倍的交流電壓幅值，對器件耐壓要求較高，而且變壓器二次側繞組有中心抽頭，結構較復雜。由于上述特點，全波整流電路適合于輸出電壓較低的情況。全橋電路的優點是二極管在斷態承受的電壓僅為交流電壓幅值，變壓器的繞組簡單。缺點是電感L的電流回路中存在兩個二極管壓降，損耗較大，而且電路中需要4個二極管，元件數較多。全橋整流電路適合于高壓輸出的應用場合。

當電路的輸出電壓非常低時，可以采用圖示的同步整流電路，利用低壓大電流定額的MOSFET具有非常小的導通電阻（幾毫歐）的特性降低整流電路的導通損耗，進一步提高效率。這種電路的缺點是需要對Q1和Q2的通與斷進行控制，增加了控制電路的復雜性。實際使用中，為了簡化驅動電路，通常將兩個MOSFET接成共S極且與輸出電路共地的形式，見圖b，這里利用了MOSFET的逆導特性。同步整流電路2.3直流-直流變換電路的控制技術2.3.1直流-直流PWM控制的基本原理1.PWM信號的產生

DC-DC變換電路通常采用PWM控制方式，PWM驅動控制信號一般都采用鋸齒波或三角波與脈寬控制信號比較的方法產生，其原理如圖2-32a所示，在鋸齒波或三角波大于或小于直流調制信號Ur時，產生輸出脈沖信號，調節Ur大小可以調節脈沖寬度，即調節占空比D的大小（圖2-32b）。鋸齒波和三角波Uc稱為載波，其頻率決定主電路中開關管的開關頻率；脈寬控制信號Ur稱為調制波或控制波。2.穩壓控制原理（閉環控制）

輸入電壓或負載變化引起輸出電壓波動而偏離設定值，相應的輸出反饋電壓發生改變，在其與參考電壓uref比較后得到誤差信號ue，誤差信號經過PID調節器進行比例放大、積分和微分運算，其輸出信號ur作為調制（控制）信號與三角載波（或鋸齒波載波）比較后得到占空比信號D，通過改變占空比調節輸出電壓抵消由于輸入電壓和負載變化引起的輸出電壓變化，直到輸出電壓重新回到設定值而誤差信號為零時，調節過程完成。從輸入電壓或負載變化引起輸出電壓變化開始，到通過閉環調節使輸出電壓重新回到設定值的過程稱為動態過程。3.PWM控制芯片簡介SG35252.3.2電壓/電流型控制模式1、電壓型控制

反饋控制系統中僅有一個輸出電壓反饋控制環，因此這種控制方式稱為電壓模式控制。

2、電流型控制在電壓反饋環內增加了電流反饋控制環，電壓控制器的輸出信號作為電流環的參考信號，給這一信號設置限幅，就可以限制電路中的最大電流，達到短路和過載保護的目的，還可以實現恒流控制。

電流模式控制方式有多種不同的類型，其中最為常用的是峰值電流模式控制和平均電流模式控制。反激變換器通常采用峰值電流控制方式，而開關電源的輸出限流等采用平均電流模式。圖示為常見的電流型集成控制芯片UC3842的內部結構及其控制的反激變換電路。電路中R2、（C2+C4）構成啟動電路，在（C2+C4）上的電壓達到芯片啟動電壓時電路啟動，然后由變壓器NS2繞組與二極管D2、C4構成自饋電路產生模塊UC3842的電壓閉環反饋信號并提供芯片的工作電壓。與MOS管S極串聯的電阻用于電流反饋，電流采樣信號和電壓環輸出比較產生占空比信號，同時逐個周期限制了開關管的電流峰值。因此該電路有電壓、電流的雙閉環。高頻變壓器接有RCD緩沖電路，用于吸收尖峰電壓。2.4開關電源線性電源基本電路結構

半橋型開關電源電路結構

采用先用工頻變壓器降壓，然后經過整流濾波后，由線性調壓得到穩定的輸出電壓。這種電源稱為線性電源。

采用先整流濾波、后經高頻逆變得到高頻交流電壓，然后由高頻變壓器隔離及降壓、再整流濾波的辦法。這種采用高頻開關方式進行電能變換的電源稱為開關電源。

開關電源在效率、體積和重量等方面都遠遠優于線性電源，因此已經基本取代了線性電源，成為電子設備供電的主要電源形式。只有在一些功率非常小，或者要求供電電壓紋波非常小的場合，還在使用線性電源。2.4.1開關電源主電路開關電源的能量變換過程

開關電源的主功率電路能量變換過程如圖所示。開關電源包括主功率電路、控制電路、保護電路和其它輔助電路。開關電源電路原理3、輸入整流濾波輸入整流電路普遍采用二極管構成的橋式電路或直接采用整流橋，直流側采用大電容濾波，該電路結構簡單、工作可靠、成本低，效率也比較高，但存在輸入電流諧波含量大、功率因數低的問題，因此對功率因數有較高要求的中、大功率開關電源普遍采用有源功率因數校正（PowerFactorCorrection，PFC）電路。關于PFC的原理將在第4章專門介紹。4、高頻逆變-變壓器-高頻整流

高頻逆變-變壓器-高頻整流電路是開關電源的核心部分，具體電路采用的是本章介紹的隔離型直流-直流變流電路，可針對不同的功率等級和輸入輸出電壓選取不同的電路拓撲結構，選擇的原則可參考表2-1。變壓器是開關電源的關鍵磁性器件，開關電源中變壓器的作用有兩個：一是升/降壓以配合占空比取得需要的輸出電壓；二是電氣隔離，使得輸出和輸入通過磁量建立聯系而無電的直接聯系，這通常是安規的要求。關于變壓器的原理及設計將在第8章詳細介紹。高頻變壓器的輸出為高頻交流電壓，要獲得直流電壓，必須具有整流電路，小功率電源通常采用半波整流電路，而對于中、大功率電源則采用全波或橋式整流電路，針對不同的輸出電壓等級，可以選擇不同的高頻整流電路（橋式整流、全波整流或同步整流）。輸出高頻整流電路所采用的整流二極管需具有快恢復特性，整流后再通過高頻LC濾波則可獲得所需要的直流電壓。2.4.2開關電源控制電路

控制電路是開關電源的核心，它決定開關電源的穩態及動態性能。目前，開關電源常見的控制方式有兩種：一是采用專用模擬控制芯片，根據所選則的DC-DC變換部分的不同電路拓撲，可以選擇相應合適的集成控制芯片，比如半橋采用SG3525、移相全橋采用UC3875、LLC諧振變換器采用NCP1397、反激電路采用常見的UC3842/3/4/5系列等。二是基于DSP（DigitalSignalProcessor）的數字化控制，稱為數字化開關電源。第3章直流-交流變換電路為了區別于公共電網，將具有不同于公共電網參數和質量的各式交流電源泛稱為特殊交流電源。3.1概述3.1.1逆變的概念

直凡能將直流電能轉換成交流電能的變換流電轉變成交流電，這種對應于整流的逆向過程，定義為逆變（Invertion），電路泛稱逆變電路（逆變器，Inverter，或DC-ACconverter）。有源逆變：交流側接電網無源逆變：交流側接負載3.1.2特殊交流電源的分類1.變頻變壓電源（VariableVoltage＆VariableFrequency，VVVF）2.恒壓恒頻電源（ConstantVoltage＆ConstantFrequency，CVCF）3.感應加熱交流電源4.有源逆變電源3.1.3逆變電路的基本用途及分類1.直接變換2.間接變換逆變電源按照不同的分類標準可以有多種分類方式，常見的有：1）按照輸出波形分：分為方波輸出逆變器和正弦波輸出逆變器。2）按照輸入直流電源性質分：當輸入直流電源為電流源時，稱為電流型逆變電路；當輸入直流電源為電壓源時，稱為電壓型逆變電路。本章以常用的電壓型、正弦波輸出逆變器為主分析逆變電路的原理及其控制方式。3.2電壓型方波逆變電路

3.2.1單相電壓型方波逆變電路一、基本原理二、常見的逆變電路結構1.推挽逆變電路推挽逆變電路在工作過程中的任意時刻，都只有一個功率半導體器件工作，或兩個器件均不導通，所以器件損耗較小，適用于低壓大電流的場合；MOSFET驅動電路簡單。2.半橋逆變電路結構簡單、器件少、輸出電壓是輸入直流電壓的一半，適用于中小功率逆變電路。3.全橋逆變電路電壓幅值為半橋的一倍，即Um=Ud；io波形和半橋電路的io相同，幅值增加一倍。全橋逆變電路是單相逆變電路中應用最為廣