一種超高選擇性hs濾波器的研制

一種超高選擇性hs濾波器的研制

1超高選擇性的32-極交叉環由于濾波器帶外信號的頻率密集和干擾（尤其是在城市地區），人們長期以來一直希望使用非接觸式f濾波器。預期高溫超導(HTS)濾波器能夠解決所有這些問題。已經有多篇論文報道了期望獲得的性能的進展。使用3英寸的HTS薄膜對超高選擇性的32-極契比雪夫HTS濾波器已進行了實驗證明。一種能夠使用較少數量的諧振器在其頻帶邊緣生產傳輸零點,具有最陡的抑制斜度的交叉耦合技術已經應用到HTS平面濾波器上。最近,使用HTS分系統進行的現場試驗中,已經報道了取得的重要進展(比如,覆蓋面積增加,掉話率降低)。在本文中,我們提出的一種超高選擇性的22-極的濾波器,由于引入10個傳輸零點,其抑制超過了理想的50-極契比雪夫濾波器的抑制水平。為了獲得這種性能,設計中引如了一種四重線交叉耦合技術。已經研制出了一種新型緊湊的諧振器,以便把22個諧振器容入有限的薄膜面積內。2復合器的焊接結構與交叉結構2.1重線交叉消音機交叉耦合技術是一種非常有效的技術,這種技術無需增加額外諧振器就能改善濾波器的抑制特性。交叉耦合是通過給功率提供一個可替換通道,由一個諧振器向其非鄰近諧振器進行傳輸而獲得。如果在濾波器的帶通以外的某些頻率上,由序列排列的諧振器(主要通道)傳輸的功率與通過交叉耦合通道(替換通道)傳輸的功率的幅度相當,而相位相反,傳輸零點將在特定頻率上出現。通過使用更多的耦合結構,即在頻帶邊緣上增加更多的傳輸零點,可以獲得更高的選擇性。已經研究出了幾種交叉耦合結構,并且首先應用到空腔濾波器上,最近又用于HTS平面濾波器上。某些交叉耦合結構實現傳輸零點數量的最小化是相當復雜的。在一個有限頻率上產生的傳輸零點的最大數量被限制在≤N-2。其中,N是該濾波器的諧振器的數量。多數在這種情況下,每一個傳輸零點的位置受復數交叉耦合的影響。因此,這種設計與調諧也都比較復雜和困難。到目前為止,這些結構多數用于傳統的空腔濾波器中,在這些濾波器中,由于尺寸限制,濾波器要求的諧振器數量較少,需要的Q因數較低。而HTS濾波器能夠在一個小的薄膜上容納較多數量的諧振器,并且同時能夠獲得超過100,000的Q-因數。在此情況下,簡單的交叉耦合結構是比較受歡迎的,四重線交叉耦合結構就是一種方法。將交叉耦合通道引入到四個按序排列的諧振器的兩個端頭的諧振器上。交叉耦合在兩個頻段邊緣產生一對對稱的傳輸零點。交叉耦合值必須是負值(與其主要交叉值的符號相反),以便獲得傳輸零點。通過將四重線結構順序聯級就能實現多路傳輸零點。應該注意,每一個傳輸零點的頻點僅由一個相對應的交叉耦合所確定,并且,一個交叉耦合不會對屬于其他四重線交叉耦合結構的各個傳輸零點產生干擾。當它被應用到由大量的諧振器和交叉耦合結構組成的濾波器上時就是一種優勢。本文中,我們把四重線交叉耦合應用于由22個諧振器組成的濾波器上。5個四重交叉耦合結構分別將濾波器引入到第2與第5,第6與第9,第10與第13,第14與第17,第18與第21之間的諧振器上。因此,濾波器在頻帶邊緣的每一側都有五個傳輸零點。濾波器的交叉結構如圖1所示。2.2諧振器的減少圖2給出了一種已研制成的“回形針式諧振器”。它在1950MHz作為半波長諧振器進行諧振,它的外形尺寸為:2.15mm(寬)×9.6mm(長),該諧振器的線寬為0.3mm。諧振器的線路中間繞成一個小圓環,然后向下呈直線彼此平行靠近,接著,向外折疊。通過對平行回形針式線進行校準,并使每一個線靠近,能夠降低從一個諧振器到另一個諧振器之間的輻射,因為,任何兩個對稱位置的電流相對于諧振器的中心來說它的流動方向是相反的。因此,電磁場強度可以通過以平行線方向反向流動的電流來降低,允許諧振器互相緊挨著放置。相強度鄰諧振器(中心到中心)的典型距離大約為3.0mm。降低非相鄰諧振器之間的寄生耦合,對于維持良好的反射損耗和抑制斜度的對稱性也是非常重要的。在某些情況下,這種寄生耦合在其頻帶邊緣產生傳輸零點,通常會在其邊帶的任何一邊都會產生傳輸零點。雖然這種影響使得濾波器的斜度更加陡峭,但這種寄生耦合產生的傳輸零點的位置是無法控制的。我們應盡力降低這種無用的寄生耦合以便把希望要的傳輸零點放在我們期望的位置。下一個相鄰諧振器產生的主寄生耦合的強度計算結果大約為相鄰諧振器之間主耦合的2%。該比率大約為典型的傳統發夾式諧振器的5%。這種回形針式諧振器能有效地降低無用的寄生耦合,因為它的折疊式設計能夠降低電磁場傳播。圖3給出了提出的濾波器的四重線結構中的一種。通過在端頭的諧振器之間增加一傳輸線的方法引入了交叉耦合通道。耦合的幅度可以通過改變間隙和傳輸線端頭諧振器之間的重疊長度和/或傳輸線的總長度的方法進行調整。交叉耦合信號可以通過改變間隙位置的方法進行轉換。通過這些物理參數的調整,就可以移動傳輸零點的位置。3契比雪夫濾波器該濾波器設計用來滿足現有的一種3G無線頻帶:1950MHz中心頻率和20MHz帶寬。設計了五個交叉耦合,從頻帶邊緣兩邊分別位于230kHz,300kHz,450kHz,800kHz和1600kHz的位置產生傳輸零點。圖4給出了提出的22-極濾波器的抑制特性。盡管3G頻帶有一個20MHz帶寬,該濾波器設計具有20.2MHz的帶寬。由于該濾波器有一個非常陡的陡度,所以,降低頻帶邊緣附近的插入損耗是十分關鍵的。設計時我們引入了0.2MHz的余量。因此,圖4中設計的頻帶邊緣為1960.1MHz,而不是1960MHz。插入損耗分別在1960MHz是1.6dB,在1960.1MHz為4.0dB。在此計算中,諧振器的Q值假定為100,000。圖中給出具有同樣設計帶寬的契比雪夫濾波器的響應曲線作為參考。契比雪夫濾波器在1960MHz的插損為2.3dB,在1960.460MHz的抑制為90dB。然而,具有10個傳輸零點的22-極濾波器在1960.325MHz時具有90dB的抑制,即,具有10個傳輸零點的濾波器,抑制性能超過了理想的50-極契比雪夫濾波器。這種22-極濾波器與50-極濾波器相比,具有結構緊湊的優勢,因為,它只需要不到一半數量的諧振器就可以獲得更好的性能。4接收點抑制特性該濾波器是用2英寸的MgO襯底的YBCD薄膜制備而成的。圖5給出了該濾波器在70K時的響應曲線。獲得了極好的選擇性和反射損耗,頻帶中心的插入損耗大約為0.2dB。極限抑制水平超過120dB,由于網絡分析儀的動態范圍限制的緣故,其真實值無法測得。圖6給出了在較高頻率一側的抑制特性。圖5和圖6測量的輸入功率設定在+10dBm時獲得傳輸零點,以便傳輸零點和起伏可以看見。作為一個結果,通帶邊緣的舍入與其在低于Odbm的輸入功率測得的曲線相比較,當輸入功率低于Odbm時,對邊帶沒有影響。因為諧振器的Q值超過了100,000,清晰地出現5個傳輸零點,其陡度曲線和起伏與圖4給出的模擬曲線非常一致。在較低一側同樣出現五個傳輸零點,并且斜度非常對稱。90dB的抑制點在1939.650MHz(離較低頻帶邊緣350kHz)和1960.300MHz(離較高頻帶邊緣300kHz)。抑制度達30dB/100kHz以上。同時,還測得了該濾波器三階互調積(IMP)失真特性。圖7給出了在離開帶內雙口基本信號為1945MHz和1950MHz時,在1955MHz測得IMP,曲線斜度為3。它的截獲點(IP3)在70K時大約為+36dBm。5本篇濾波器的抑制性能將四重線交叉耦合技術引入22-極的帶通濾波器的設計以產生10個傳輸零點。建議采用的回形針式諧振器同時達到了結構緊湊和Q值高的目的。通過將交叉耦合技術與新型諧振器結合,在2英寸薄膜面積內獲得極高的抑制陡度。就作者所知,該濾波器的性能超過了理想的50-極的契比雪夫濾波器。也超過了先前報道的所有濾波器的抑制性能。這篇譯文的原作者為