第4章逆變電路

PowerElectronics第4章DC/AC逆變電路返回4-1逆變的概念4-2電壓型逆變電路4-3電流型逆變電路4-4多重逆變電路本章小結1本章內容本章介紹逆變電路的基本內容。PowerElectronics主要內容包括逆變的定義和逆變電路的分類；各種電壓型逆變電路的基本組成、工作原理和特性；正弦脈寬調制（SPWM）控制的基本原理和控制方式；電壓型逆變電路的應用實例（開關電源和變頻器）；電流型逆變電路的基本組成、特點、工作原理和換流過程；并聯型多重逆變電路和串聯型多重逆變電路。2本章重點電壓型逆變電路的組成和工作原理；逆變器輸出電壓的控制。PowerElectronics3逆變把直流電變成交流電逆變電路逆變器實現逆變的裝置將直流電逆變成交流電的電路。一般指無源逆變電路第4章DC/AC逆變電路PowerElectronics4逆變電路應用廣泛，在各種直流電源電池向交流負載供電時，就需要逆變電路。交流電機調速用變頻器、不間斷電源、感應加熱電源等電力電子裝置其電路的核心部分都是逆變電路。PowerElectronics54.1逆變概念4.1.1逆變的定義4.1.2逆變電路的分類PowerElectronics6PowerElectronics4.1.1逆變的定義負載S1S2S3S4iouoUd圖4-2阻抗性負載S1~S4是橋式電路的4個臂，由電力電子器件及輔助電路組成。當開關S1、S4

閉合，S2、S3斷開時，負載電壓uo為正；當S1、S4斷開，S2、S3閉合時，uo為負。直流電變成了交流電，改變兩組開關的切換頻率，即可改變輸出交流電的頻率。圖4-1逆變電路原理圖74.1.1逆變的定義圖4-3

阻抗性負載

當負載為電阻時，io和uo的波形相同，相位也相同

當負載為阻感時，io相位滯后于uo，波形也不同圖4-2阻型負載PowerElectronics84.1.2逆變電路的分類根據輸出電能去向，分為有源逆變電路和無源逆變電路兩種。

有源逆變：其交流側接在交流電網上有源逆變過程為：直流電—>逆變器—>交流電—>交流電網。有源逆變電路常用于直流可逆調速系統、交流饒線轉子異步電動機串級調速以及高壓直流輸電等方面。無源逆變：交流側直接和負載連接無源逆變也稱為變頻電路。PowerElectronics94.1.2逆變電路的分類根據直流側電源性質，分為電壓型逆變電路和電流型逆變電路兩種。

電壓型逆變電路：直流側是電流源的逆變電路；電流型逆變電路：直流側是電流源的逆變電路。PowerElectronics10

4.1.2逆變電路的分類

電流型逆變電路（CurrentSourceTypeInverter-CSTI）電壓型逆變電路（VoltageSourceTypeInverter-VSTI）直流側是電壓源直流側是電流源根據直流側電源性質，分為電壓型逆變電路和電流型逆變電路兩種。PowerElectronics114.1.2逆變電路的分類根據逆變電路的器件，分為由具有自關斷能力的全控型器件組成的全控型逆變電路和由無關斷能力的半控型器件（如普通晶閘管）組成的半控型逆變電路兩種。根據電流波形，分為正弦逆變電路和非正弦逆變電路。前者開關器件中的電流為正弦波，其開關損耗小，宜工作于較高頻率；后者開關器件電流為非正弦波，其開關損耗較大，工作頻率較低。根據輸出相數，分為單相逆變電路和多相逆變電路兩種。PowerElectronics124.1.2逆變電路的分類根據逆變電路的結構，分為半橋式、全橋式和推挽式逆變電路。根據按所用的電力電子器件的換流方式，可分為自關斷（如GTO,GTR,電力MOSFET,IGBT等）、強迫換流、交流電源電動勢換流以及負載諧振換流逆變電路。PowerElectronics返回134.2電壓型逆變電路電壓型逆變電路（電壓源型逆變電路）直流側是電壓源本節介紹單相和三相電壓型逆變電路的基本組成、工作原理和特性。PowerElectronics14電壓型逆變電路的特點如下：1）直流側為電壓源或并聯大電容，相當于電壓源。直流側電壓基本無脈動。2）輸出電壓為矩形波，交流側輸出電流波形和相位因負載阻抗的不同而不同。3）當交流側為阻感負載時需要提供無功功率，直流側電容起緩沖無功能量作用。為了給交流側向直流側反饋的無功能量提供通道，逆變橋各臂都并聯反饋二極管。。

PowerElectronics154.2電壓型逆變電路4.2.1單相電壓型逆變電路4.2.2三相電壓型逆變電路4.2.3SPWM控制技術4.2.4電壓型逆變電路的應用PowerElectronics164.2.1單相電壓型逆變電路1．半橋逆變電路+-RLa)UdiouoV1V2VD1VD2Ud2Ud2圖4-4a)單相半橋電壓型逆變電路半橋逆變電路有兩個橋臂，每個橋臂有一個可控器件和一個反并聯二極管組成。在直流側接有兩個相互串聯的足夠大的電容，兩個電容的聯結點是直流電源的中點。負載聯結在直流電源中點和兩個橋臂聯結點之間。PowerElectronics17ttOOONb)uoUm-Umiot1t2t3t4t5t6V1V2V1V2VD1VD2VD1VD2圖4-4b)單相半橋電壓型逆變電路工作波形設開關器件V1和V2柵極信號在一周期內各半周正偏、半周反偏，兩者互補。當負載為感性時，工作波形如圖4-4b所示輸出電壓uo為矩形波，幅值為Um=Ud/2

輸出電流io波形隨負載情況而異。

t2時刻以前V1通，V2斷

t2時刻給V1關斷信號，給V2開通信號，則V1關斷，但感性負載中io不能立即改變方向，于是V2導通續流。

t3時刻io降為零時，VD2截止，V2開通，io開始反向。

t4時刻給V2關斷信號，給V1開通信號，V2關斷，VD1先導通續流，t5時刻V才開通。

V1或V2通時，負載電流io和電壓uo同方向，直流側向負載提供能量

VD1或VD2通時，io和uo反向，負載電感中貯藏的能量向直流側反饋PowerElectronics18負載電感將其吸收的無功能量反饋回直流側，反饋回的能量暫時儲存在直流側電容器中，直流側電容器起著緩沖這種無功能量的作用。二極管反饋二極管續流二極管是負載向直流側反饋能量的通道使負載電流連續可控器件是不具有門極可關斷能力的晶閘管時，須附加強迫換流電路才能正常工作。PowerElectronics19PowerElectronics半橋逆變電路特點優點簡單，使用開關器件少，抗電路不平衡能力強缺點輸出交流電壓幅值只有Ud/2，直流側需兩電容器串聯，工作時要控制兩者電壓均衡半橋逆變電路常用于幾kW以下的小功率逆變電源202．全橋逆變電路+-CRLUdV1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoio圖4-5

電壓型全橋逆變電路(全橋逆變電路）電壓型全橋逆變電路可看成由兩個半橋電路組合而成，共4個橋臂，橋臂1和4為一對，橋臂2和3為另一對，成對橋臂同時導通，兩對交替各導通180°PowerElectronics21ttOOONb)uoUm-Umiot1t2t3t4t5t6V1V2V1V2VD1VD2VD1VD2圖4-5b)電壓型全橋逆變電路工作波形電壓型全橋逆變電路輸出電壓uo的波形和圖4-4b的半橋電路的波形uo形狀相同，也是矩型波，但幅值高出一倍，Um=Ud輸出電流io波形和圖5-6b中的io形狀相同，幅值增加一倍

VD1

、V1、VD2、V2相繼導通的區間，分別對應VD1和VD4、V1和V4、VD2和VD3、V2和V3相繼導通的區間PowerElectronics22全橋逆變電路是單相逆變電路中應用最多的，對電壓波形進行定量分析將幅值為Uo的矩形波uo展開成傅里葉級數，得其中基波幅值Uo1m和基波有效值Uo1分別為負載為RL時，輸出電流io的基波分量為當uo為正負電壓各為180°的脈沖時，要改變輸出電壓有效值只能通過改變輸出直流電壓Ud來實現(4-4)(4-6)(4-5)(4-7)PowerElectronics23采用移相方式調節逆變電路的輸出電壓實際就是調節輸出電壓脈沖的寬度移相調壓+-CRLUdV1V2uoioV3V4VD1VD2VD3VD4圖4-6單相全橋逆變電路的移相調壓方式a)各IGBT柵極信號為180°正偏，180°反偏，且V1和V2柵極信號互補，V3和V4柵極信號互補

V3的基極信號不是比V1落后180°，而是只落后q

(0<q<180°)

V3、V4的柵極信號分別比V2、V1的前移180°-q

輸出電壓uo是正負各為q的脈沖PowerElectronics24tOtOtOtOtOqb)uG1uG2uG3uG4uoiot1t2t3iouo圖4-6單相全橋逆變電路的移相調壓方式

t1時刻前V1和V4導通，輸出電壓uo為ud

t1時刻V3和V4柵極信號反向，V4截止，因io不能突變，V3不能立即導通，VD3導通續流，因V1和VD3同時導通，所以輸出電壓為零各IGBT柵極信號uG1~uG4及輸出電壓uo、輸出電流io的波形見圖4-6b）

t2時刻V1和V2柵極信號反向，V1截止，

V2不能立即導通，VD2導通續流，和VD3構成電流通道，輸出電壓為-Ud

到負載電流過零開始反向，VD2和VD3截止，V2和V3開始導通，uo仍為-Ud

t3時刻V3和V4柵極信號再次反向，V3截止，

V4不能立刻導通，VD4導通續流，

uo再次為零輸出電壓uo的正負脈沖寬度各為θ，改變θ

，可調節輸出電壓PowerElectronics25全橋逆變電路特點優點是電壓不高，輸出功率大缺點是使用的開關器件多，驅動較復雜，適用于大功率的逆變器若逆變輸出功率為數千瓦到數百千瓦，可采用P-MOSFET,IGBT等高頻自關斷器件，若逆變電路輸出功率很大，其電路中的開關器件應采用GTO、IGCTPowerElectronics263．帶中心抽頭變壓器的逆變電路圖4-7帶中心抽頭變壓器的逆變電路負載+-iouoUdV1V2VD1VD2交替驅動兩個IGBT，經變壓器耦合給負載加上矩形波交流電壓兩個二極管的作用也是給負載電感中貯藏的無功能量提供反饋通道

Ud和負載參數相同，變壓器一次側2個繞組和二次側繞組的匝比為1:1:1時，uo和io波形及幅值與全橋逆變電路完全相同

帶中心抽頭變壓器的逆變電路比全橋電路少用一半開關器件，但器件承受的電壓為2Ud，比全橋電路高一倍，必須有一個變壓器PowerElectronics274.2電壓型逆變電路4.2.1單相電壓型逆變電路4.2.2三相電壓型逆變電路4.2.3SPWM控制技術4.2.4電壓型逆變電路的應用PowerElectronics284.2.2三相電壓型逆變電路圖4-8三相電壓型橋式逆變電路

三個單相逆變電路可組合成一個三相逆變電路，但通常應用更多的是采用IGBT作為開關器件的電壓型三相橋式逆變電路，它可看成由三個半橋逆變電路組成。N'N+-UVWV1V2V3V4V5V6VD1VD2VD3VD4VD5VD6Ud2Ud2電壓型三相橋式逆變電路也是180°導電方式每橋臂導電角度180°，同一相上下兩臂交替導電，各相開始導電的角度依次相差120°

在任一瞬間將有三個橋臂同時導通每次換流都是在同一相上下兩臂之間進行，也稱為縱向換流PowerElectronics29圖4-9電壓型三相橋式逆變電路180°導電模式工作波形U相輸出當橋臂1導通時，

uUN’

=Ud

/2

當橋臂4導通時，

uUN’=－Ud

/2

uUN’的波形幅值是為Ud/2

的矩形波

V、W兩相情況和U相類似uVN’

、uWN’的波形形狀與uUN’相同，只是依次相差120°PowerElectronics30負載線電壓負載相電壓其中負載中點N與直流電源假想中點N’之間的電壓為uNN’(4-9)(4-12)(4-5)PowerElectronics31(4-11)負載為三相對稱負載，則有uUN+uVN+uWN=0，可得

uNN’的也是矩形波，但其頻率為uUN’頻率的3倍，幅值為其1/3,即為Ud

/6負載參數已知時，可由uUN波形求出U相電流iU波形，負載的阻抗角j不同，iu的波形形狀和相位都有所不同圖4-9電壓型三相橋式逆變電路180°導電模式工作波形PowerElectronics32圖4-9電壓型三相橋式逆變電路180°導電模式工作波形橋臂1和橋臂4之間的換流過程和半橋電路相似。上橋臂1中的V1從通態轉換到斷態時，因負載電感中的電流不能突變，下橋臂4中的VD4先導通續流，待負載電流降為零，橋臂4中電流反向時，V4才開始導通。負載的阻抗角j越大，VD4

導通時間越長。

iu的上升段為橋臂1導電的區間，其中iu<0時為VD1導通，iu>0時為V1導通。

iu的下降段為橋臂4導電的區間，其中iu>0時為VD4導通，iu<0時為V4導通。

iv、iw的波形和iu形狀相同，相位依次相差120°。橋臂1、3、5的電流相加可得直流側電流id的波形，id每隔60°脈動一次，直流側電壓基本無脈動，因此逆變器從交流側向直流側傳送的功率是脈動的，這也是電壓型逆變電路的一個特點PowerElectronics33三相橋式逆變電路輸出相電壓uUN展開成傅里葉級數得式中，n=6k±1,k為自然數輸出相電壓有效值UUN為基波幅值為(4-13)(4-14)(4-15)PowerElectronics34基波有效值為三相橋式逆變電路負載線電壓uUN展開成傅里葉級數得式中，n=6k±1,k為自然數負載線電壓有效值UUN為(4-16)(4-17)(4-18)PowerElectronics35基波幅值為基波有效值為(4-19)(4-20)PowerElectronics36在180°導電方式逆變電路中，為了防止同一相上下兩橋臂開關器件同時導通而引起的直流側電源短路，要采取“先斷后通”的方法。即先給應關斷的器件關斷信號，待其關斷后留短暫的時間（稱為死區時間），然后再給應導通的器件發出開通信號。死區時間的長短視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快，所留的死區時間越短。PowerElectronics374.2電壓型逆變電路4.2.1單相電壓型逆變電路4.2.2三相電壓型逆變電路4.2.3SPWM控制技術4.2.4電壓型逆變電路的應用PowerElectronics384.2.3SPWM控制技術SPWM法是一種比較成熟的、目前使用較廣泛的PWM法。它有如下主要優點：

PWM實現起來比較方便，可以模擬或用數字來實現；可以大大降低輸出諧波含量，尤其是低頻紋波，它的諧波主要集中在載波頻率的K倍的位置，諧波頻率較高，因此濾波器設計容易，實現成本較低；對于多電平變換器，調制比可以在所有的工作范圍內變化；在載波中注入合適零序列，可以較好地平衡中點電位。PowerElectronics391SPWM的基本原理采樣控制理論中一個重要結論沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同沖量窄脈沖的面積效果基本相同

環節的輸出響應波形基本相同如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異PowerElectronics40將圖4-10a）的正弦波分成N個比此相連的脈沖序列所組成的波形，這些脈沖寬度相等，為π/N，但幅值不等，各脈沖幅值按正弦規律變化A）Ouωt>B）圖4-10用PWM波代替正弦半波如將脈沖序列用相同數量的等幅不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的重點和相應的正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應的正弦波部分面積相等，得圖4-10b）脈沖序列，即PWM波形PowerElectronics41脈沖的寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形SPWM波形SPWM波形等幅PWM（直流電源產生）不等幅PWM（交流電源產生）直流斬波電路得到的PWM波是等效直流波形，SPWM波得到的是等效正弦波PowerElectronics42正弦脈寬調制方法的分類正弦脈寬調制的方法很多，但沒有統一的分類方法。比較常見的分類方法如下:根據載波信號和調制信號的頻率之間的關系，分為同步調制和異步調制兩種

根椐調制脈沖的極性，分為單極性和雙極性兩種PowerElectronics431)異步調制和同步調制載波比載波頻率fc與調制信號頻率fr之比，N=fc

/fr載波和信號波是否同步及載波比的變化情況異步調制PWM調制方式分為同步調制PowerElectronics441.異步調制載波信號和調制信號不同步的調制方式控制相對簡單通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱載波比N愈大，則半周期內調制的SPWM波形脈沖數愈多，正負半周期脈沖不對稱和半周內前后1/4周期脈沖不對稱的影響愈小，輸出波形愈接近正弦波PowerElectronics452.同步調制載波比N等于常數，在變頻時使載波與信號波保持同步的調制方式，在基本同步調制方式中，fr變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數是固定，脈沖相位也是固定的三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數倍，使三相輸出波形嚴格對稱為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數PowerElectronics462.同步調制載波比N等于常數，在變頻時使載波與信號波保持同步的調制方式，正負半周的脈沖對稱，沒有偶次諧波，而且半個周期脈沖排列其左右也是對稱的，輸出波形等效正弦波。控制相對較復雜，通常采用微機控制同步調試方式效果比異步調制方式好，在實際中較多應用同步調試方式PowerElectronics47附圖同步調制三相PWM波形當逆變電路輸出頻率很低時，fc也很低，

fc過低時由調制帶來的諧波不易濾除當逆變電路輸出頻率很高時，同步調制時的載波頻率fc會過高，使開關器件難以承受PowerElectronics483.分段同步調制同步式調制和異步式調制的結合把逆變電路的輸出頻率范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段的N不同在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高，能在功率開關器件所允許的頻率范圍內在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低而對負載產生不利影響PowerElectronics492)單極性與雙極性正弦脈寬調制單極性調制在調制信號的正半周或負半周內，對應的SPWM波形也只有相應的正極性或負極性脈沖雙極性調制在調制信號的正半周或負半周內，對應的SPWM波形有正負兩種極性的脈沖PowerElectronics50圖4-11單相橋式PWM逆變電路

V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補

uo正半周時，V1導通，V2關斷，V3和V4交替通斷負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區間為正，一段區間為負先討論單極性調制方法的實現負載電流為正的區間，V1和V4導通時，uo等于Ud

V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續流，uo=0

負載電流為負的區間，V1和V4仍導通，io為負，實際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud

V4關斷，V3開通后，io從V3和VD1續流，uo=0

uo總可得到Ud和零兩種電平

uo負半周，讓V2保持通，V1保持斷，V3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平PowerElectronics51PowerElectronics圖4-12單極性PWM控制方式波形調制信號ur為正弦波，載波uc在ur的正半周為正極性的三角波，在負半周為負正極性的三角波在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷

ur正半周，V1保持通，V2保持斷當ur>uc時使V4通，V3斷，uo=Ud當ur<uc時使V4斷，V3通，uo=0

表示uo的基波分量單極性PWM控制方式（單相橋逆變）

Ur負半周，V1保持斷，V2保持通當ur<uc時使V3通，V4斷，uo=－Ud當ur>uc時使V3斷，V4通，

uo=0單極性PWM控制方式Ur半個周期內三角波載波只在正極性或負極性一種極性范圍內變化，所得PWM波形的控制方法52圖4-13雙極性PWM控制方式波形雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）雙極性PWM控制方式在ur的半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負在ur的一個周期內，輸出的PWM波只有±Ud兩種電平同樣在調制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制哥開關器件的通斷

ur正負半周，對各開關器件的控制規律相同當ur

>uc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號如io>0，則V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，

不管哪種情況uo=Ud當ur<uc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號如io<0，V2和V3通如io>0，VD2和VD3通，

不管哪種情況uo=-UdPowerElectronics532三相橋式SPWM逆變電路

雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）圖4-14三相橋式PWM型逆變電路U、V和W三相的PWM控制通常公用三角波載波uc，三相的調制信號urU、urV和urW依次相差120°U、V和W各相功率開關器件的控制規律相同當urU>uc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，則uUN’=Ud/2

當urU<uc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，則uUN’=-Ud/2

當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是二極管VD1(VD4)續流導通PowerElectronics54圖4-15三相橋式PWM逆變電路波形

uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2兩種電平線電壓波形uUV的波形可由uUN’-uVN’得出當1和6通時，uUV=Ud當3和4通時，uUV=－Ud當1和3或4和6通時，uUV=0逆變器輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構成負載向電壓uUN可由下式求得負載相電壓PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5種電平組成55同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，在給一個臂施加關斷信號后，延遲一小段時間，才給另一個臂施加導通信號延遲時間（死區時間）的長短主要取決于功率開關器件的關斷時間死區時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波PowerElectronics563SPWM的實現方法SPWM技術用脈沖寬度按正弦規律變化的PWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區間內的面積相等，通過改變調制信號的頻率和幅值來調節逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。實現SPWM的方法主要有硬件調制法、軟件生成法、特定諧波消去法等。PowerElectronics571）硬件調制法

硬件調制法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的其實現方法簡單，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路，用比較器來確定它們的交點，在交點時刻對開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波。其模擬電路結構復雜，難以實現精確的控制。PowerElectronics582）軟件生成法

軟件生成法直接根據面積等效原理或模擬硬件調制法生成SPWM波形，主要算法有面積等效法、自然采樣法和規則采樣法PowerElectronics59（1）面積等效法面積等效法這種方法實際上是SPWM法原理的直接闡釋。Ouωt>由N個等幅而不等寬的矩形脈沖所構成的波形與正弦半波等效，這一系列脈沖波形的寬度或開關時刻可嚴格地用數學方法計算，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形PowerElectronics60（1）面積等效法此方法可以準確地計算出各開關器件的通斷時刻，其所得的波形很接近正弦波計算繁瑣，數據占用內存大，不能實時控制的缺點。PowerElectronics61（2）自然采樣法自然采樣法按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關的通斷，這種生成SPWM波形的方法PowerElectronics62圖4-11自然采樣法取三角波相鄰兩個峰值之間為一個周期Tc，在三角波的一個周期內，其上升段和下降段與正弦調制各有一個交點A和B。把正弦波上升段的過零點定為時間起始點，并設A和B點所對應的時刻分別為tA和tB。在同步調制方式中，使正弦調制波上升段的過零點和三角波下降過零點重合，并把該時刻作為坐標原點。在三角波的一個周期內，其上升段和下降段與正弦調制各有一個交點A和B。把該點所在的三角波周期作為正弦調制波的第一個三角波周期PowerElectronics63（2）自然采樣法自然采樣法計算公式推導

正弦調制信號波式中，M稱為調制系數，0≤M<1；wr為信號波角頻率把A點。

所在的三角波周期作為正弦調制波的第一個三角波周期，則第n個周期內三角波方程可表示如下:

(4-22)PowerElectronics64（2）自然采樣法

在A、B處，uc=ur，一個調制周期內第n個三角波與正弦波的交點時刻tA和tB，可按下式計算：

（4-23）由此，第n個脈沖寬度為

PowerElectronics65（2）自然采樣法自然采樣法的優點是所得SPWM波形最接近正弦波，自然采樣法的缺點是脈寬表達式是一個超越方程，計算繁瑣；難以在實時控制中在線計算，工程應用不多

PowerElectronics66（3）規則采樣法規則采樣法工程實用方法，是對自然采樣法的改進，效果接近自然采樣法，計算量比自然采樣法小得多PowerElectronics67圖4-17規則采樣法取三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc

使脈沖中點和三角波一周期的中點（即負峰點）重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制功率開關器件的通斷這種規則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近PowerElectronics68（3）規則采樣法規則采樣法計算公式推導

設正弦調制信號波為式中，M稱為調制系數，0≤M<1；wr為信號波角頻率。從圖4-17得

(4-25)

因此可得

(4-26)

三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度

(4-27)PowerElectronics69（3）規則采樣法三相橋逆變電路的情況三角波載波公用，三相正弦調制波相位依次差120°同一三角波周期內三相的脈寬分別為δU、δV和δW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為δ’U、δ’V和δ’W，同一時刻三相調制波電壓之和為零，由式(4-26)得

(4-28)

PowerElectronics70由式(4-27)

（4-29）利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算。

71（3）規則采樣法規則采樣法的主要優點是計算簡單，便于在線實時運算，其中非對稱規則采樣法因階數多而更接近正弦。規則采樣法的缺點是直流電壓利用率較低；線性控制范圍較小。自然采樣法和規則采樣法都只能采用同步調制方式。PowerElectronics723）特定諧波消去法

特定諧波消去法又稱低次諧波消去法，是一種較有代表性的計算方法。

PowerElectronics73圖4-16特定諧波消去法的輸出PWM波形在輸出電壓半周期內，器件通、斷各3次（不包括0和π），共6個開關時刻可控首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即(4-30)3）

特定諧波消去法

PowerElectronics74其次，為消除諧波中余弦項，應使波形在正半周期內前后1/4周期以π/2為軸線對稱，即

同時滿足式（6-1）、（6-2）的波形稱為四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數表示為

式中，an為(4-31)(4-32)PowerElectronics75

圖6-9中，能獨立控制的只有a1、a2和a3共3個時刻。該波形的an為

式中n=1,3,5,…確定a1的值，再令兩個不同的an=0，就可建三個方程，聯立可求得a1、a2和a3，這樣可消去兩種特定頻率的諧波(4-33)PowerElectronics76在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯立方程

給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1改變時，a1、a2和a3也相應改變。

(4-34)PowerElectronics773）

特定諧波消去法特定諧波消去法的主要優點是可以很好地消除所指定的低次諧波。其缺點是剩余未消去的較低次諧波的幅值可能會相當大；計算復雜。

特定諧波消去法也只能采用同步調制方式。PowerElectronics784SPWM的數字控制目前，實現產生SPWM波形的電路有：（1）分立元件和集成運放構成的模擬控制電路；（2）專用模擬集成脈寬調制器，如SG3524、SG3526、TL494等；（3）與八位或十六位單片微機配套使用的專用SPWM數字信號發生器，如英國的HEF4752、荷蘭的MKII、日本的MB63H110以及西門子公司的SLE4520等；（4）用單片機、數字信號處理器等微處理器產生的數字SPWM電路。其中，數字控制電路的抗干擾能力明顯優于模擬控制電路；但專用的集成電路芯片控制信號載波頻率較低，且頻率固定。微處理器的速度和精度不斷提高，數字化SPWM方法發展迅速。本節介紹一種專用SPWM數字信號發生器。PowerElectronics79SPWM專用芯片主要有英國的HEF4752、荷蘭的MKII、日本的MB63H110以及西門子公司的SLE4520、MA818、MA828,MA838及THP-4752等，還有MITEL公司研制的三相、單相SA828、SA838系列、IXYS公司的IXDP631。這里介紹典型的SLE4520基本原理及應用。PowerElectronics80SLE4520是德國SIEMENS(西門子)公司生產的一種常用的三相脈寬調制器。應用CMOS技術制作的低功耗高頻大規模集成電路；一種可編程器件能把三個8位數字量同時轉換成三路相應脈寬的矩形波信號與8位或16位微機聯合使用，可用簡單的方式產生三相變頻器所需的六路控制信號適用于IGBT變頻器或其它中頻電源變頻器。由于軟件編制的靈活性,幾乎可以實現任意形狀的曲線調制(正弦波、三角波等)和任意的相位關系。PowerElectronics81SLE4520引腳說明圖4-19SLE4520外形及引腳圖1）Udd:+5V電源接入端；

2）XTAL1:晶體振蕩器接入端；

3）XTAL2:晶體振蕩器接入端；

4）P7:數據總線接口（輸入）；

5）P6:數據總線接口（輸入）；

6）P5:數據總線接口（輸入）；

7）P4:數據總線接口（輸入）；

8）P3:數據總線接口（輸入）；

9）P2:數據總線接口（輸入）；

10）P1:數據總線接口（輸入）；

11）P0:數據總線接口（輸入）；

PowerElectronics82SLE4520引腳說明圖4-19SLE4520外形及引腳圖12）PH3/2:第三相的反信號輸出，低電平有效；

13）PH3/1:第三相的原信號輸出；

14）PH2/2:第二相的反信號輸出；

15）Vss:地線接入端；

16）PH2/1:第二相的原信號輸出；

17）PH1/2:第一相的反信號輸出；18）PH1/1:第一相的原信號輸出；

19）INHIBIT:禁止信號輸入端，高電平有效；

20）STATUS:狀態觸發器的狀態輸出；

PowerElectronics83SLE4520引腳說明圖4-19SLE4520外形及引腳圖21）CLEAR-STATUS：狀態觸發器的復位輸入；

22）SET-STATUS：狀態觸發器置位輸入；

23)RES:芯片復位信號輸入端；24)/WR：微處理器/WR信號引入端；

25)ALE:微處理器ALE信號引入端；26)CLE:片選信號；

27)SYNC:接收數據命令輸入端；28)CLK-OUT:時鐘頻率輸出端。

PowerElectronics84圖4-21SLE4520應用實例PowerElectronics855SPWM逆變電路的諧波分析PWM逆變電路使輸出電壓輸出電流接近正弦波使用載波對正弦信號波調制，也產生和載波有關的諧波分量諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一同步調制可看成異步調制的特殊情況PowerElectronics86圖4-22單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖包含的諧波角頻率為式中n=1,3,5,…時，k=0,2,4,…n=2,4,6,…時，k=1,3,5,…PWM波中不含低次諧波，只含wc及其附近的諧波以及2wc、3wc等及其附近的諧波PowerElectronics87圖4-23單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖包含的諧波角頻率為式中n=1,3,5,…時，k=0,2,4,…n=2,4,6,…時，k=1,3,5,…PWM波中不含低次諧波，只含wc及其附近的諧波以及2wc、3wc等及其附近的諧波PowerElectronics88三相橋式逆變電路和單相橋式逆變電路比較都不含低次諧波載波角頻率wc整數倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是wc±2wr和2wc±wr共同區別SPWM波中諧波主要是角頻率為wc、2wc及其附近的諧波調制信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成對信號波本身進行諧波分析所得的結果由于信號波對載波的調制而產生的諧波PowerElectronics894.2電壓型逆變電路4.2.1單相電壓型逆變電路4.2.2三相電壓型逆變電路4.2.3SPWM控制技術4.2.4電壓型逆變電路的應用PowerElectronics904.2.4電壓型逆變電路的應用

電壓型逆變電路的應用十分廣泛，本節介紹兩個電壓型逆變電路的應用實例:開關電源原理與設計變頻器PowerElectronics911．開關電源原理與設計

開關電源通常是指利用自關斷器件和PWM控制技術制成的高頻開關式直流穩壓電源，在用電設備中得到了普遍應用。開關電源具有如下優點：體積小重量輕用材少效率高下面討論以逆變為核心、采用整流-逆變-整流結構的開關電源原理與設計。PowerElectronics92１）開關電源的性能指標

主要的電氣性能指標：輸入電源的相數、頻率：根據輸出功率的不同，可采用單相或三相電源供電。輸出功率高于5kW時通常采用三相電源供電，以使三相負荷均衡。工頻電源頻率為50Hz。額定輸入電壓、容許電壓波動范圍：我國工頻電源額定相電壓為220V，線電壓為380V。在容許的輸入電壓波動范圍內都要保證額定輸出功率。額定輸入電流：在額定輸入電壓、額定輸出功率時的輸入電流。最大輸入電流：在容許的下限輸入電壓、額定輸出功率時的輸入電流。輸入功率因數：輸入有功功率與視在功率的比值。PowerElectronics93１）開關電源的性能指標

主要的電氣性能指標：

額定輸出直流電壓：標稱輸出直流電壓，指在額定輸出電流、滿足規定的穩壓精度及紋波等指標時的最大輸出直流電壓。穩壓精度：指在容許的工作條件范圍內，實際輸出直流電壓與額定工作條件時理想輸出直流電壓的比值。它反映了電源的控制精度。輸出電壓紋波與噪聲：紋波指輸出中與輸入電源頻率同步的交流成分，用峰值表示。噪聲指輸出中除了紋波外的交流成分，也用峰值表示。額定輸出電流：額定輸出電壓時供給負載的最大平均電流。PowerElectronics94１）開關電源的性能指標

主要的電氣性能指標：效率：指輸出有功功率與輸入有功功率的比值。此外，還有反映系統動態性能的指標以及開關電源的電磁干擾與射頻干擾指標等。PowerElectronics95圖4-24

開關電源原理框圖開關電源設計包括主電路設計與控制電路設計

整機電路包含主電路與控制電路兩部分

主電路由輸入整流濾波、功率因數校正、逆變電路、輸出整流濾波等組成其主要作用是將電網的能量傳遞給負載。

主電路以外的電路統稱為控制電路它保證主電路正常工作，并獲得設計期望的技術指標。

主電路設計包括主電路形式的選擇，開關工作頻率，功率器件選型與額定參數的確定，變壓器與電感參數的計算等?？刂齐娐吩O計的基本任務是根據主電路形式確定合適的控制方法及其實現，此外應考慮必要的故障檢測與保護電路。２）．開關電源的設計原理PowerElectronics96１）開關電源的設計原理

這里僅討論采用PWM控制方案的電路設計問題。

（1）主電路形式選擇

（2）開關工作頻率

開關頻率越高，所需要的濾波電感、電容容量越小，脈沖變壓器體積也越小，然而開關器件的損耗也越大，對開關器件的開關速度要求也越高，干擾頻率抑制等問題也更復雜。此外，不同類型的功率器件有不同的適宜開關頻率。開關工作頻率應根據輸出功率要求與市場器件供應情況等多種因素綜合選擇確定。

(3)功率器件的確定

根據輸出功率要求與主電路開關工作頻率，可基本選定功率器件類型。一旦選定器件類型，則容易根據器件特點、主電路形式與輸入輸出指標確定功率器件的額定參數。

PowerElectronics97磁性元件包括變壓器、電感等。磁性元件設計是主電路設計的重要內容。電感設計首先根據電路工作要求確定流過電感的平均電流及允許電流紋波的大小，同時還應給定允許的電感銅耗大小。根據電路形式與允許紋波大小可確定所需要的電感量大小。對于電感溫升的限制決定允許的電感銅耗大小。銅耗的限制確定線圈截面積或線圈電流密度的選擇范圍。在電感平均電流I、電感量L、線圈電流密度J確定后，還應選擇磁芯并計算電感繞組匝數、氣隙長度等，如圖4.25所示。(4)磁性元件設計①電感器的設計圖4-25電感示意圖PowerElectronics98圖4-25電感示意圖設所選磁性材料的最大直流磁通密度為Bm，繞組匝數N為（4.35）磁芯窗口面積應滿足（4.36）k為窗口面積利用系數，通常在0.3～0.6之間。（4.37）根據上式可選擇或制作電感磁芯，使其窗口面積與截面積之積稍大于計算值，匝數由式（4.35）計算，導線截面積為I/J，設磁路氣隙為lg，為防止磁芯飽和，根據安培環路定律有

（4.38）PowerElectronics99變壓器的設計包括變比確定、磁芯材料及磁芯形式選擇、繞組匝數及導線規格等。

變壓器設計應滿足以下要求：a)變比的選擇應使得輸入電壓降到允許的最低值時，仍能得到必要的最大輸出電壓；b)當輸入電壓和占空比為最大值時，磁芯不會飽和；c)盡可能提高變壓器的利用效率：如使原、副邊線圈損耗相等，銅耗與鐵損相等；d)溫升不超過允許的范圍；e)原、副邊線圈漏感要??；f)符合必要的安全規范等。變壓器設計過程為：選擇或制作一磁芯，使其實際窗口面積與磁芯截面積之積略大于計算值，確定原、副邊繞組匝數，原、副邊導線截面積。最后，對變壓器的功耗、溫升、勵磁電流等進行計算，驗證設計是否合乎要求。設變壓器最大的磁感應強度為Bm，磁芯截面積為S，繞線用窗口面積為W。變壓器原邊由方波電壓激勵，頻率為f，原邊電壓最大幅值為U1max，最小幅值為U1min，最大電流為I1，匝數為N1，原、副邊繞組電流密度為J，副邊繞組最小電壓幅值為U2min，最大電流為I2，匝數為N2，變壓器如圖4.26所示。②變壓器的設計圖4-26變壓器示意圖PowerElectronics100圖4-26變壓器示意圖

為保證最大占空比Dmax下輸出額定電壓Uo，要求副邊最小電壓滿足：

其中UDF為副邊整流二極管及線路壓降之和。變比n為

為保證最大輸入電壓與最大占空比下磁芯不會飽和，根據法拉第定律有

假定窗口面積被充分利用，則有

式中k為窗口利用系數。

有關設計和計算公式PowerElectronics4.394.404.414.42101圖4-26變壓器示意圖

式中，P為變壓器輸出最大功率。

PowerElectronics4.424.43

變壓器設計過程為：選擇或制作一磁芯，使其實際窗口面積與磁芯截面積之積略大于計算值，確定原、副邊繞組匝數，原、副邊導線截面積。最后，對變壓器的功耗、溫升、勵磁電流等進行計算，驗證設計是否合乎要求。102１）開關電源的設計原理(5)控制電路設計控制電路的核心是根據反饋控制原理，將期望輸出電壓信號與實際輸出電壓信號進行比較，利用誤差信號對功率開關器件的導通與關斷比例進行調節，從而實現實際輸出電壓維持在期望電壓附近的目標。目前，能實現PWM控制的集成芯片很多，也可利用單片機實現PWM控制。PowerElectronics103例4-1

設某設備需要一直流穩壓電源，輸出電壓Uo=24V，最大輸出電流Io=20A，輸出電壓紋波峰峰值不超過0.24V，輸出電流5A時副邊電感電流仍然連續。采用PWM控制方案，最大占空比Dmax=0.9。設輸入直流電壓變化范圍為245～350V，且采用隔離變壓器的橋式逆變+二極管整流電路結構。試設計滿足上述要求的電路主要參數。

設計過程請參看教材。PowerElectronics1042．變頻器變頻器是把工頻電源變換成各種頻率的交流電源以實現電機的變速運行的設備。

作為電動機的電源裝置，目前在國內外使用廣泛可以節能、提高產品和勞動生產率等變頻器通常由主電路、控制電路和保護電路組成PowerElectronics105主電路整流電逆變電路

中間直流環節整流電路將交流電變換成直流電；直流中間電路對整流電路的輸出進行平滑濾波；逆變電路將中間環節輸出的直流電轉換為頻率和電壓都任意可調的交流電。2．變頻器PowerElectronics106控制電路主控制電路

信號檢測電路

基極驅動電路

外部接口電路

保護電路其功能是將檢測電路得到的各種信號送到運算電路，使運算電路能夠根據驅動要求為變頻器主電路提供必要的驅動信號，并對變頻器以及異步電動機提供必要的保護。2．變頻器PowerElectronics107整流電路逆變電路控制電路M~圖5-44變頻器基本結構～AC中間環節DCAC運行指令PowerElectronics1081）交-直-交變頻器的基本原理

交-直-交變頻器是一種目前被廣泛應用在交流電動機變頻調速中的變頻器。它是先將恒壓恒頻（CVCF:ConstantVoltageConstantFrequency）的交流電通過整流器變成直流電，再通過逆變器將直流電變換成可控交流電的間接型變頻電路。按照不同的控制方式，交-直-交變頻器可分為以下四種形式。PowerElectronics109可控整流

逆變圖4-29可控整流器調壓、六拍逆變器結構框圖1)采用可控整流器調壓、逆變器調頻的控制方式。調壓和調頻在兩個環節上分別完成，器件結構簡單，控制方便。工作模式為三相六拍，每周換相六次，其主要缺點是電網端功率因數較低；輸出的諧波較大。這類控制方式現在采用較少AC~50Hz調壓調頻DCACVVVFPowerElectronics110圖4-30不可控整流器整流、斬波器調壓、逆變器結構框圖2）采用不可控整流器整流、斬波器調壓、逆變器調頻的控制方式。它有三個環節，整流器由二極管組成，只整流不調壓；調壓環節由斬波器單獨進行，用脈寬調壓，該方法克服了功率因數較低的缺點。但由于輸出逆變環節不變，所以仍有較大諧波的缺點。AC~50Hz調壓調頻DCACVVVF不控整流斬波器逆變DCPowerElectronics111圖4-31不控整流器整流、脈寬調制逆變器結構框圖3）采用不控整流器整流、PWM逆變器同時調壓調頻的控制方式。該方法較好地解決輸入功率因數較低和輸出諧波大的問題。PWM逆變器采用了全控式電力電子開關器件，因此輸出的諧波大小取決于PWM的開關頻率以及PWM的控制方式AC~50Hz調壓調頻DCACVVVF不控整流

PWM

逆變器PowerElectronics112圖4-32PWM整流器整流、PWM逆變器調壓調頻結構框圖4)

采用PWM可控整流、PWM逆變器調壓調頻的控制方式。整個系統對電網的諧波污染可以控制得很低，同時具有較高的功率因數。而且通過PWM控制可使系統進行再生制動，即可以使異步電機在四象限上運行。AC~50Hz調壓調頻DCACVVVFPWM可控整流PWM逆變器中間環節PowerElectronics113(b)電流型變頻器在交-直-交變頻器中，當中間直流環節采用大電容濾波時，直流電壓波形比較平直，在理想情況下是一個內阻抗為零的恒壓源，輸出交流電壓是矩形波或階梯波，這類變頻器稱為電壓型逆變器，如圖4-33（a）所示；當中間直流環節采用大電感濾波時，直流電流波形比較平直，因而電源內阻抗很大，對負載來說基本上是一個恒流源，輸出交流電流是矩形波或階梯波，這類變頻器稱為電流型逆變器，如圖4-33（b）所示。逆變器（a）電壓型變頻器+○-

○UdCd逆變器+○-

○LdUdId圖4-33變頻器結構框圖PowerElectronics1142）交-直-交電壓型變頻電路

圖4-34所示為一種常用的交-直-交電壓型PWM變頻電路。該電路采用二極管構成整流器，其輸出直流電壓Ud是不可控的，它和電容器之間的直流電壓和直流電流極性不變，只能由電源向直流電源輸送能量。圖中逆變電路的能量是可以雙向流動的，在負載能量反饋到中間直流電路時，將導致電容電壓升高，稱為泵升電壓。如果能量無法反饋回交流電源，泵升電壓會危及整個電路的安全。圖4-34不能再生反饋的電壓型變頻電路PowerElectronics1152）交-直-交電壓型變頻電路

為了限制泵升電壓，可采用帶有泵升電壓限制電路的電壓型變頻電路：泵升電壓限制電路由開關器件V0和能耗電阻R0組成，與直流側電容并聯。當泵升電壓超過一定數值時，使V0導通，把從負載反饋的能量消耗在R0上。這種電路可運用于對電動機制動時間有一定要求的調速系統中。圖4-35帶有泵升電壓限制電路的電壓型變頻電路PowerElectronics1162）交-直-交電壓型變頻電路

利用可控變流器實現再生反饋的電壓型變頻電路：當負載回饋能量時，中間直流電壓上升，使不可控整流電路停止工作，可控變流器工作于有源逆變狀態，將電能反饋回電網。圖4-36利用可控變流器實現再生反饋的電壓型變頻電路PowerElectronics1172）交-直-交電壓型變頻電路

整流和逆變均為PWM控制的電壓型變頻電路（可簡稱為雙PWM電路）整流和逆變電路的構成完全相同，均采用PWM控制，能量可雙向流動。輸入輸出電流均為正弦波，輸入功率因數高，且可實現電動機四象限運行。圖4-37整流和逆變均為PWM控制的電壓型變頻電路PowerElectronics1183）變頻器的主要參數計算

對采用二極管整流、IGBT作為主開關的交—直—交型變頻器(圖4-34)中二極管、IGBT及中間環節濾波電容的參數進行計算。假設電機繞組采用星形聯接方式、額定負載時的相電壓Ue、相電流Ie、功率因數角為，變頻器采用三相輸入，電網相電壓U1，頻率f。PowerElectronics119

（1）中間環節濾波電容的參數計算為簡化計算，不考慮器件損耗，則直流側輸出額定功率為，二極管整流環節輸出的平均直流電壓為Ud，因此根據功率平衡原則，直流脈動電流平均分量Id為

（4-45）等效負載電阻Rd為

（4-46）通常濾波電容C的選擇應滿足：

（4-47）PowerElectronics120（2）二極管的參數計算

二極管的額定電壓根據輸入相數、相電壓確定。對三相輸入、電網相電壓U1情形，二極管的額定電壓可選為

（4-48）二極管的額定電壓可選為

（4-49）式中kv為考慮諧波成分影響的系數。（3）IGBT的參數計算

二極管整流環節輸出的平均直流電壓為Ud，考慮電網電壓波動為±a%，關斷時等效電感引起的直流環節電壓尖峰為△U，則直流環節最高電壓Udmax=（1+a%）Ud+△U。IGBT的額定電壓可選為

(4-50)PowerElectronics121

考慮電網電壓波動為-a%時也應輸出額定功率，此時直流脈動電流平均分量Idmax為