LLC變換器中的變壓器設計

LLC變換器中的變壓器設計

對比常規諧振器如SRC，PRC等，LLC型諧振器有許多優點。首先它可以在輸入和負載大范圍變化的情況下調節輸出，同時開關頻率變化相對較小。其次它可以在整個運行范圍內，實現零電壓切換（ZVS）。最后所有寄生元件，包括所有半導體的結電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感都是用來實現ZVS的。1.工作原理和基波近似如圖1為半橋LLC諧振變壓器簡化示意圖。其中，Lm是變壓器激磁電感，Llkp和Llks分別表示變壓器初級和次級的漏磁電感。LLC諧振變壓器的工作原理和傳統LC串聯諧振變壓器是類似的。唯一不同的是，激磁電感相對較小，因此，Llkp+Lm和Cr之間的諧振會影響變壓器的工作。由于激磁電感較小，存在著相當大的磁化電流（Im）。

一般來說，LLC諧振拓撲包括三部分：方波發生器，諧振網絡和整流器網絡。方波發生器，通過每次切換以50%占空比交替驅動開關Q1和Q2產生方波電壓Vd方波發生器級可設計成一個全橋或半橋型。諧振網絡包括一個電容器，變壓器的漏磁電感和激磁電感。諧振網絡可以過濾掉高次諧波電流。因此，即使方波電壓應用于諧振網絡，基本上只有正弦電流允許流經諧振網絡。電流（Ip）滯后于施加于諧振網絡的電壓。這允許零電壓開啟MOSFET。整流網絡通過整流二極管和電容器調整交流電，輸出直流電壓。整流網絡可設計成一個帶有電容輸出濾波器的全波橋或中心抽頭結構。諧振網絡的濾波功能可以讓我們用經典的基波近似原理獲得諧振器的電壓增益，假定只有輸入到諧振網絡的方波電壓的基波有助于功率傳遞到輸出，由于次級整流器電路起到一個阻抗變壓器的作用，等效負載電阻與實際負載電阻是不同的。圖2顯示了如何得到等效負載電阻。初級電路被替換成一個正弦電流源Iac和方波電壓Vs，作為整流器輸入電壓。因為Iac的平均值是輸出電流I0，可得到Vs=+V0sin（ωt）>0Vs=-V0sin（ωt）<0其中，V0是輸出電壓，然后計算Vs的基波為因為功率轉換不考慮含Vs的諧波，可得AC的等效阻抗

考慮到變壓器的匝比n=Np/Ns變壓器初級等效阻抗為：利用等效負載阻抗，得到AC等效電路，如圖3所示利用等效負載阻抗，得到LLC諧振變壓器特性，。利用圖3所示的AC等效電路，計算電壓增益M又從圖3可以推出增益其中

從增益M的表達式可以看出，電路有兩個諧振頻率。一個由Lr和Cr確定，另一個由Lp

和Cr決定。在實際變壓器中，分別利用次級線圈開路和短路在初級測得Lp

和Lr

。在諧振頻率（ω0）處，不管負載怎么變化增益都是固定的。

(1)不考慮變壓器次級的漏磁電感Llks，上式的增益變成1。而實際變壓器的次級漏感是存在的。如果忽略變壓器次級漏磁電感，計算的增益會存在比較當大的誤差，導致設計結果不正確。假定Llkp=n2Llks,增益M表達式可簡化為

(2)其中

等式（1）中諧振頻率（ω0）下的增益也可以簡化成用K表示的等式

圖4給出了不同Q值下等式（2）的增益，其中k=5,f0=100kHz和fp=55kHz。從圖4可以看出，當開關頻率約等于諧振頻率f0時，LLC諧振器的特性幾乎與負荷無關。這是LLC型諧振變換器一個獨特的優勢，與常規串聯諧振變換器相比。因此，最好讓變換器工作在諧振頻率周圍，以減少小負載情況下開關頻率的變化。LLC諧振變換器的工作范圍受到峰值增益（可達到的最大增益）的限制。需要注意到，峰值電壓增益不發生在f0也不是fp

峰值增益對應的峰值增益頻率在fp和f0之間。如圖4所示。隨Q值降低（負載減少），峰值增益頻率向fp移動，并且峰值增益較高。隨Q值上升（負載增加）峰值增益頻率偏向f0，峰值增益下降。因此，滿負載狀態應該是諧振網絡設計要考慮的最壞情況。另一個決定峰值增益的重要因素是Lm和Llkp

之間的比值，即等式（3）中定義的K值。從圖3和等式（1）中可以看出降低K或Q值能夠獲得較高的峰值增益。對于給定的諧振頻率（f0）和Q值，降低K值意味著減少激磁電感，導致循環電流增加。因此，需要在可用增益范圍和傳導損失之間作一個折中。

2。設計流程在本節中，使用圖5的示意圖作為參考，來講述設計流程。選擇一個輸出350W/24V的直流/直流變換器作為設計實例。設計規格如下：輸入電壓：390Vdc(PFC級輸出)輸出：24V/14.6A（350W）保持時間要求：17msPFC輸出端的直流環節電容：270uf

[第一步]定義系統參數第一步定義以下參數：預估效率（Eff

）：對應于最大輸出功率下的最大輸入功率。對于本例，Eff取0.92；計算最高輸入功率輸入電壓范圍（Vinmin和Vinmax）：本電源輸入電壓由功率因數校正（PFC）預調節器輸出提供（390V）。當PFC輸出提供輸入電壓，考慮到保持時間的要求，最小輸入電壓可求出

最大輸入電壓是：Vinmax=390V

[第二步]確定諧振網絡的最大和最小電壓增益為了最大限度地降低開關頻率變化，LLC諧振變換器一般運行在諧振頻率（f0）附近。當輸入電壓由PFC輸入提供時，輸入電壓在正常運行時擁有最大值（PFC額定輸出電壓）。把變換器最大輸入電壓情況下的工作頻率設計為諧振頻率（f0），最小增益應該發生在諧振頻率（f0）。從等式（4）看出，f0增益是激磁電感和初級漏磁電感之間比值（ｋ=Lm/Lllkp

）的函數。因此，必須選擇合適的K值以獲得最小增益。然而，一個小的K值仍可獲得較高的峰值增益，太小的K值會使得變壓器耦合性差，效率低。一般，K取5~10，此時諧振頻率（f0）下的增益為1.1~1.2。當確定K值后，就可以確定最大輸入電壓（Vinmax）情況下的最小電壓增益這里k取7于是最大電壓增益為：[第三步]確定變壓器圈數比（n=Np/Ns）因為整流網絡使用全波整流器，變壓器圈數比為：其中，VF是次級整流二極管的壓降。

[第四步]計算等效負載阻抗（Rac）第五步]設計諧振網絡在第二步中已經計算出最小輸入電壓下對應的最大電壓增益為1.38。考慮10%的余量，峰值增益選取1.52。又根據選取的K=7，帶入（2）式，可大致求出Q值約為0.4。選擇諧振頻率為100kHz可以確定諧振參數為[第六步]設計變壓器變壓器設計的最壞情況是最低開關頻率條件，發生在最低輸入電壓和滿負載情況下。為了計算最低開關頻率，利用等式（1）畫出增益曲線，讀取最小開關頻率約為80kHz。（1）根據以下公式計算磁芯的面積乘積，選取磁芯

該公式是建立在窗口利用系數Ku=0.4，電流密度J=4A/mm2的基礎之上。在本例中考慮到實際需要的漏感較大以及電流也比較大，實際窗口的利用系數Ku取0.18左右。選取磁芯EPC39/39/16

（2）計算初級匝數其中，Ae是變壓器芯的橫截面積；Bmax是交流磁通密度，考慮到磁芯之損耗暫選取0.16T（3）計算次級線圈數取整數匝3匝，則初級匝數調整為Np=nNs=9x3=27匝相應的磁密變為Bmax=29/27*0.16=0.17T（4）計算初、次級線徑由于變壓器次級輸出電流呈半正弦波形，次級為全波中心抽頭結構，所以次級電流有效值可近視求得Is=0.8xI0=0.8x14.6=11.7A初級電流有效值為Ip=I0/n=14.6/9=1.62A

初級線徑實際選取Φ0.15x30次級線徑實際選取Φ0.2x100[第七步]變壓器構造在第五步中，確定了變壓器的參數Lp和Lr

。Lp和Lr

是可以分別利用次級線圈開路和短路，在初級測量的。由于LLC變換器設計需要一個相對大的Lr

，一般采用增加初次級之間的耦合來實現。常見結構如圖（6）所示，以獲得理想的Lr

值。對于這兩種結構，